基于光OFDM的室内可见光通信研究成果

文献[5]、[6]提出了直流偏置光OFDM（Direct Current-biased Optical OFDM，DCO-OFDM）技术，原理如图3.13所示。

图3.13　DCO-OFDM系统模型

3.4.1　发送端

式中，（·）H表示矩阵共轭转置，F是N×N的归一化离散傅立叶变换矩阵。

时域信号 xIFFT的第k个抽样值为

式中，nclip是与信号 xIFFT不相关的非高斯分布的限幅噪声，η为信号衰减因子，

式中μ是一个比例常数，用分贝（dB）表示 BDC的大小为10log10（μ2+1）dB。

当子载波数为N=128、4QAM调制时，图3.14（a）所示为IFFT输出的 xIFFT信号。可以看出，xIFFT是双极性实信号，均值为零，有较大的峰均比。图3.14（b）所示为加上7dB直流偏置，得到的DCO-OFDM信号，信号的均值增大，负值都被限幅，仍然具有加大的峰均比。因此需要相对较大的直流偏置才能消除负的峰值信号。那么每比特光能量与噪声单边功率谱密度之比 Eb（opt）/N0，会变得较大，光功率利用率较低。但是，当直流偏置变小时，限幅带来的限幅噪声会变大。DCO-OFDM的奇数和偶数子载波都载荷信息，而限幅噪声会影响到所有子载波上的信号。

图3.14　DCO-OFDM信号

式中 u（v）是单位阶跃函数，δ（v）是Dirac delta函数。

信号 xDCO（t）驱动LED发光，假设进行理想线性调制，即输出光信号的强度正比于输入调制电流。LED发光功率为

式中

3.4.2　接收端

光信号经过室内无线信道传输，光电检测器接收光信号，并直接转换为电信号。接收端产生的散粒噪声和电路热噪声可以看作和信号相互独立，并服从高斯分布。受到噪声干扰的信号经过滤波器，滤除部分噪声后进行模数转换（A/D）、串并转换（S/P）和删除 CP。假设噪声单边功率谱密度为N0，CP的长度大于等于信道冲激响应的长度，可以得到

其中 hl表示多径信道路径增益，l=0，1，…，L-1。

y信号输入N点FFT模块，输出频域信号为

可以看出，限幅噪声方差与IFFT/FFT变换的长度N和调制阶数M无关，仅和归一化门限λbottom有关。

与发送端相对应，在DCO-OFDM系统中，提取 YDCO的1到 N/2-1个子载波信号作为解调信息的信号，得到长度为 N/2-1的提取矢量：

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式中m=1，2，3，…，N/2-1。因为直流偏置信号的傅立叶变换只在第0个子载波非零，对提取的子载波没有影响，因此直流项被删除。

为了均衡多径信道的影响，采用迫零检测（ZF）。DCO-OFDM中，输入检测器的信号为

ZF检测器的加权矩阵为

式中，（·）-1表示矩阵求逆。

在DCO-OFDM中，WZF，DCO是（N/2-1）×（N/2-1）维的加权矩阵。信源符号 X（l），l=0，1，2，…，N/2-1的估计符号为

最后，将估计符号输入到MQAM解调器，解调出二进制序列。采用最大似然检测的MQAM解调BER为

式中，erfc（·）表示误差函数，ΓSNR为信噪比，表示MQAM解调器输入的符号能量和噪声功率谱密度之比。

将ΓDCO（l）代入式（3-47）可得到Xˆ（l）误码率，系统的总误码率是所有数据流BER的平均值，

3.4.3　数值仿真与分析

如图3.15所示，在加性高斯白噪声信道，分别采用4QAM、16QAM、64QAM、256QAM调制，DCO-OFDM系统误码率（BER）随着 Eb，elec/N0变化，同时还给出了RF通信4QAM调制OFDM系统BER性能曲线。可以看出，随着调制阶数增大，BER性能变差。直流偏置越大时，光功率越大，限幅噪声则越小，在 Eb，elec/N0相同时，信号成分中包含信息的功率就越小，BER性能就越差。例如，BER达到10-3，4QAM调制，直流偏置为13dB比7dB需要的 Eb，elec/N0大约6dB。随着 Eb，elec/N0的增大，直流偏置较小时，由于限幅噪声的影响，高阶调制出现了错误平层（error floor）现象。

图3.15　AWGN信道下DCO-OFDM误码率性能

以下分析DCO-OFDM在多径信道下的误码率性能。在长、宽和高分别为6m，6m，4m的房间内，安装垂直指向地面的距屋顶中心0.5m的LED，PD位于高度为0.85m的工作平台上，垂直指向屋顶。将墙面在三维坐标方向上按间隔0.1m划分成小反射单元，其他仿真参数如表3.1所示。IFFT/FFT长度为N=256。

假设LED调制带宽为50MHz，LED的调制符号周期为10ns，相对于最先到达PD的光信号，时间延迟大于 Tsp=5ns的光信号就认为发生了ISI。在接收端接收的光功率中，LOS信道和光信号一次反射约占所有接收光功率的90%以上。为了简单起见，仅考虑LOS和一次反射光功率。图3.16所示为PD位于室内3个典型位置（3，3，0.85）、（1.5，1.5，0.85）和（0.5，0.5，0.85）时，LED和PD之间的多径信道模型。

表3.1　仿真参数

图3.16　房间大小为6m×6m×4m时PD位于不同位置时的多径信道增益

图3.17和图3.18所示为 BDC=7dB和 BDC=13dB时DCO-OFDM的误码率性能曲线图。可以看出，仿真结果与理论分析相吻合，验证了理论的正确性。当 BDC=7dB时，BER性能比 BDC=13dB时好。这是由于信噪比一定时，直流偏置越大，信号中包含信息的分量越小，虽然大的直流偏置对应的限幅噪声较小，但此时限幅噪声对系统性能的影响相对很小。此外，在DCO-OFDM系统中，随着调制阶数M的增大，系统误码率性能变差。当PD在房间中心位置时，信道增益较强，第1径 h0最大，其多径分量相对很小，多径效应对系统性能影响小，系统性能最好。当PD移动到墙角位置（0.5，0.5，0.85）时，与PD在位置（1.5，1.5，0.85）相比较，大量反射路径变短，多径分量中第1径 h0相比于其他路径较大，多径效应影响较小，BER性能比PD位于位置（1.5，1.5，0.85）时好。

图3.17　直流偏置为7dB时DCO-OFDM BER性能比较

图3.18　直流偏置为13dB时DCO-OFDM BER性能比较