控制和变换器技术实现电压调节不超过0.2V的范围

4.5.6.1 异步电机

异步电机作为ISA时，其控制可通过电池电压或者逆变器电流来实现。起动时，需要适当控制电压和频率，以保证电流尽可能恒定。在起动过程中，随着转速的升高，驱动转矩变化会导致电流下降，此时通过适当提高逆变器的输出电压和频率可以补偿这种趋势，这一过程一直持续到起动结束。IM的起动电流很大，这也可以通过控制定子电压的大小和频率解决。

在系统工作模式转换时，如由起动到发电转换时，控制策略也随之变化。一般选择一个参考转速，当达到这一转速时，工作模式开始转变，这并不需要速度传感器。在转变过程中，逆变器输出频率应该尽可能低，以保证平稳转换。

IM转子转速比同步转速高时开始发电，输出功率随转差率的增大而增大。在发电模式下，可以通过改变逆变器频率来维持输出电压恒定，因此，输出电压与速度以及负载大小无关。

发电状态下，发电机输出可以通过控制与其连接的负载进行控制。例如，为其提供容性负载。这在状态转变时也是可行的。这样做的缺点是速度带宽会受影响。另一个控制手段是控制定子和转子间的转差，当然最好是通过控制定子电压频率来实现。当速度超出恒功率转速范围时，由于高频时感抗影响，输出功率会下降。

通过电容可以为电机提供励磁电流进行发电，不过在转速变化范围很大或负载变化剧烈的情况下不能用。在电机端通过电容给电机提供无功电流，并在电池端通过电阻和开关管消耗过剩电量以维持直流电压恒定，在汽车上并不可取，这是因为这样做效率低成本高。

IM的动态模型非常复杂，但如把转子磁场方向取为d轴，则能使q轴磁场为0，这样可以实现励磁分量和转矩分量的解耦，这极大地简化了IM的控制。因为转矩和转速是车辆关注的参数，因此可以通过灵活控制磁场来获得满意的特性。通过控制d轴磁场或电流，可在满足负载功率要求的前提下得到最高的效率。

由于转子参数如转子电阻随转速和温度变化，因此在控制时必须有相应的补偿机制。另外，转子电阻的变化和转差增益互相耦合，因此必须适当调节，以保证输出转矩和q轴电流之间为线性关系。同时，还必须建立q轴和转矩参考之间的关系。所有这些和转速、d轴电流以及运行模式的关系在进行转子磁场定向控制时都必须考虑进去。

IM经逆变器和电池相连进行发电是可行的，但电池寿命会因电流脉动较大而缩短，逆变器容量也会因此而增加。为降低逆变器容量，可采用高压、定子绕组带抽头的IM。其中励磁通过高压抽头进行，这样可以降低逆变器电流，从而降低成本。

另外，也可以直接通过整流桥为电池充电，励磁电流通过带直流电容和交流侧滤波电抗器的逆变器提供。这样做的成本比抽头绕组高，但比直接通过逆变器和电池相连低得多。

交流侧滤波电抗可以减少进入电机的高频电流，直流电容为逆变器工作提供直流电压。在此用到的是间接磁场定向控制，首先通过比较直流电压和参考电压得到电压偏差，然后由电压偏差决定q轴参考电流的大小。整流器输出电压和其参考电压的偏差用以决定d轴参考电流的大小。IM的转差可以通过实际输出电流相位和计算的转子相位之间的偏差得到，进而可以得到输出电流中的d轴和q轴分量，以用于构成PWM控制器。α轴电流用于调节输出电压，而q轴电流则可用于调节直流电容电压。

该系统在很大的转速范围之内，其效率都比伦德尔发电机高大约20％，但转速高时，输出功率和功率因数会下降。通过现有的控制和变换器技术，IM的输出电压可以调节到偏差不超过0.2V的范围之内。

4.5.6.2 永磁电机

PM由永磁体励磁，磁动势恒定，所以低速时输出电压低，高速时输出电压高，因此必须进行适当调节，这可以通过混合励磁实现，但这样将改变电机的结构，转子上不仅有永磁体，还有励磁绕组。

混合励磁时，永磁体产生的磁场占主要部分，而励磁绕组产生的磁场为辅助分量^［29］。这种混合励磁起动发电机（HESG）可以做成无刷结构，以降低损耗。永磁体建立的磁场和一般PM中功能一样，励磁绕组建立磁场仅仅用于控制输出电压恒定。这种控制方法非常有效，这是因为两个磁场产生的感应电势之间没有相位差，二者可以直接相加。

图4-19 电压调节原理

设U₀和I₀分别为无绕组励磁时的额定输出电压和额定负载电流，这样，在不加辅助励磁时负载线为E₀。如果负载电流增加到I₁，输出电压将降低。为使输出电压保持不变，则需要在辅助励磁绕组中通入适当电流，以增强磁场，此时负载线变为E₁，这样可使输出电压恒定。同样，如果负载电流降到I₂，则输出电压就会升高。在励磁绕组通入适当电流，使负载线变为E₂，则输出电压就可维持恒定。图4-19给出了这一过程的示意图。

控制设计中包括以下主要问题。首先需要确定额定负载电流，该电流可通过求负载最大电流和最小电流的平均值来确定。设计辅助绕组非常重要，设计的依据是HESG需要能调节的最大电压量和负载电流的变化范围。如果需要线性电压调节，磁路也需要是线性的。

用带抽头的绕组和双晶闸管变换器也能实现对输出电压的调节^［18］，如图4-20所示。其中绕组按1∶3比例分裂，一个变换器接在1/3绕组，另一个接2/3绕组。这样，低速时由匝数多的绕组对外供电，高速时通过变换器切换由匝数少的绕组供电，这样也能改善PM的输出电压特性，如图4-21所示。

图4-20 发电系统

控制器设计的主要问题是如何控制晶闸管的移相角和导通角，包括基于PLL的脉冲发生器，在采样发电机交流信号实现同步的前提下，由直流电压和温度补偿控制算法共同决定移相角的大小，如图4-22所示。

其他还有在低速时通过增加极数来增大输出电压控制方法^［30］，这只有在低速时才有效，因为磁动势并不增加。任何希望通过增加绕组数量的方法都是图4-21发电电压（V）—转速（r/min）曲线不合适的，因为这会增大电机的体积。

发电机转速/(r/min)

图4-22 双SCR桥控制框图

高速时电机输出电压较高，这可通过爪极结构高速时弱磁效应强来解决^{［17，30］}，这种结构的电机在转速增加时输出电压上升较慢，这是因为漏感较大。对于普通结构的电机，直轴电枢反应较弱，这是因为永磁体和空气的磁导率相同。但如果采用爪极结构，则由于磁极下磁导率高，直轴反应会增强，因此在高速时如果负载电流增加，由于直轴电枢反应增强，所以削弱输出电压的上升程度。

带槽磁路也可用来进行电压调节^［30］。磁路开槽导致漏磁增大，这将导致输出电压下降，电压下降程度和转速相关。高转速时电压下降多，低速时电压下降少，从而起到电压调节的作用。这样做电机的输出电压比传统结构时随转速变化小，如图4-23所示^［30］。

图4-23 传统和新型交流发电机

输出电压还可以通过下述弱磁技术实现，即在同步坐标下控制电流朝d轴负方向旋转，这样可以在电流和转速变化时保证输出电压满足要求^［23］。通过该方法，弱磁强度会根据输出电压自动调节。

AFPM电抗很小，所以很难满足ISA在大转速范围内维持输出功率恒定的要求。AFPM效率很高，但在低速和高速范围内，为维持输出电压恒定，效率会降低^［25］，如图4-24所示。

通过弱磁也可使AFPM功率输出恒定。通过在定子中注入弱磁电流分量可以达到弱磁的效果，也可通过在定子上开槽，然后在槽内安装软磁材料增大电感，以减少净磁通的方法实现。通过增加定子感抗的方法实现弱磁，一旦控制失败，有可能在输出端出现非常高的电压。因此，另外一条实现弱磁的方法是机械控制。

图4-24 AFPM效率转速曲线

机械弱磁通过增大气隙实现，这是因为气隙增大，则气隙磁通密度幅值会减小，相应的定子绕组磁链会减小，从而起到弱磁的作用^［24］。这在AFPM中是可行的，但必须有额外克服定转子之间引力的力存在。

图4-25给出了一种通过将两个转子磁极错开一定角度来实现弱磁的方法，如图中所示，此时只有一半磁通穿过绕组，因此起到了弱磁的效果。这种方法的优点是不需要额外的转矩或能量，气隙磁密保持不变。

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图4-25 对齐和角偏移转子盘

在没有角度偏移时，磁链最大，有角度偏移时，磁链减小。绕组中感应电势叠加形成总的电势，图4-26中用E_t表示。当存在α角度偏移时，总电势将是偏移电角度的余弦函数（电角度α_e=pα，其中p为极对数）。因为总电势是转速和电角度偏差的函数，所以当转速变化时，可通过调节电角度偏差来维持输出电压恒定，如图4-27所示。这些控制都是在怠速以上发电时进行的。

图4-26 转子角偏移产生的感应线圈反电动势

图4-27 电相位角转速曲线

这一功能还可通过轮毂、同步装置和凸轮—弹簧控制器完成。凸轮—弹簧控制器由弹簧拉力和凸轮离心力共同控制，根据转速不同可以控制踏板移动，而踏板再控制与其相连的一个转子实现偏移。同步器在此能够保证转子偏移方向和转速方向相反，如图4-28所示。

这种控制方法即使在转速瞬时变化时都能维持输出功率恒定，然而输出中会含有一些谐波。这种方法极大地降低了变换器系统的压力。

在给定变换器电流限制时，AFPM采用方波驱动比正弦波驱动输出功率特性好，对开关器件的利用率也高。另外，在起动过程同步时以及在ICE规定的点火转速禁止开关器件动作时，可用便宜的霍尔传感器代替高分辨率的编码器进行转速检测，从而降低系统成本。

图4-28 转向不同方向同步运动时的初始和偏移位置

4.5.6.3 开关磁阻电机

SRM可在很大速度范围内维持输出功率恒定，且对转速变化的动态响应速度快。通常，采用SRM构成的控制系统如图4-29所示。SRM的电磁转矩是转子磁极趋于和定子励磁磁极对齐以达到磁阻最小而产生的，由此产生的转矩由相电流和电感曲线的相对位置决定。如果在电感下降期通入相电流，则电机工作在发电机模式。转矩的大小和电流方向无关，与电流二次方成正比。产生的感应电动势的大小和电机磁性参数、转子位置以及SRM的几何参数有关。

图4-29 基于SRM的ISA

电动模式和发电模式下的电流波形具有对称性。发电模式下，由于SRM是单边励磁电机，所以初始状态下必须提供外部励磁，定子绕组的开关器件在对齐位置开通，在非对齐位置之前断开。开通和断开周期决定了电流峰值的大小。在电动模式下，峰值电流由开通时间决定。这几个时间是最优和保护控制的关键。

为增强SRM系统的鲁棒性，可以采用无传感器控制方法^［26］。从SRM的磁性参数可以得到电机转子的位置信息，但是由于其动态参数随转速变化，所以控制算法必须根据工作模式如发电、电动、反向电动、制动等的不同实时进行调整。

在静止状态下，主要需确定应该在哪一相进行初始励磁。实现的方法是在每一相同时加上固定的短电压脉冲，根据各相电流峰值的大小可以确定合适的初始励磁相^［27］。

图4-30 发电时电流脉冲和电感曲线

低速时，反电动势可以忽略，由此造成的误差也很小。低速时，非对齐位置能准确检测。通过励磁脉冲频率可以得到电机转速，根据电机转速能够得到转子位置。具体检测方法为给未通电的一相绕组加固定频率的短电压脉冲，随着转子位置不同，所得到的电流脉冲的峰值也不同，最大电流峰值正好对应非对齐位置，这时的电感最小。所加电压脉冲的频率和占空比必须设计合理，否则会造成负转矩或降低反应灵敏度进而降低检测精度，如图4-30所示。

高速时，反电动势较大，需考虑在内。无论发电还是电动状态，在对齐位置和非对齐位置电流都较大。

SRM控制中，闭环控制比较稳定可靠，而开环控制可能导致不稳定。为进行转矩控制，需要估算转矩，还需确定作为电流函数的导通角以及在电感变化快时的导通时间。采用PI控制可以补偿误差而前馈控制能加快收敛速度。

在负增长负载的情况下，可能出现不稳定，这可通过增加电容器进行抑制。通过控制开通角和关断角，SRM有多种控制目标可供选择，如效率最高、脉动转矩最小或者直流电流最小等。

电动模式下，SRM可提供高达160N·m的转矩，由于不存在转矩死区，所以具有很好的起动转矩特性。转速在100～1000r/min之间时，相应的转矩范围也由130N·m变到20N·m，因此具有很好的加速支持作用。另外，较大的恒功率转速范围也能降低电动模式下变换器的功率要求。

在电动和发电模式下，SRM都能采用电流控制^［31］。电动状态下，通过控制触发角Ψ和磁化过程Φ_P，对绕组注入电流。如果控制过程中给多相同时注入电流，则能增加转矩。

发电期间，转矩必须在电感下降区间加至电机，即在对齐位置向非对齐位置转动的过程中施加转矩，如图4-31所示。发电区间可以在Ψ和Φ_P平面绘出，用以表示输出平均电流的大小。用电池电流为0的曲线切割，可以得到发电区间，发电特性可以由Ψ和Φ_P之间的差值确定，如Ψ—Φ_P为70时，输出电流最大。当然这一差值随电感线变化，如图4-32所示。图中曲线1对应的Ψ—Φ_P为80，曲线2对应的Ψ—Φ_P为60。为保证输出电流恒定，可以采用PI调节器，其中Φ_P为转速的函数，而Ψ为转速和期望输出电流的函数。

图4-31 电源电压和控制参数

图4-32 6/4极SRM电感曲线

另一种相电流控制策略需要在中断程序中对相电流进行预测，并由此确定产生该相电流所需要的反电势，并在下一次中断程序中控制该相关断。如果相电流达到参考值之前是下降的，则关断时间将被延迟。如果反电势超过了能够施加的最大电压，则立即关断。

电磁转矩产生的根源在于转子磁极有和磁阻最小位置对齐的趋势，因此转矩特性和转子位置有关，并且会产生转矩脉动。合理设计转矩特性形状并利用合适的换相技术可以减小转矩波动。产生脉动转矩的主要原因一般是换相不合理、相间耦合以及电流的滞环控制。

SRM的转矩脉动可用来消除发动机的转矩脉动，这必需使SRM和发动机转矩脉动的频率匹配。控制中，发动机转矩脉动作为扰动处理，然后确定转矩偏差T_error（见图4-33）^［27］。如果能恰当匹配发动机和SRM转矩脉动最大值和最小值发生时刻，则转矩偏差T_error会减小。例如开始时，可以将SRM和发动机最大转矩发生的时刻偏移180°。

SRM的在线监控也可实现转矩脉动消除，它是通过各相的不对称控制实现的，但这会降低运行效率。SRM产生的转矩被控制尽量和发动机转矩接近，从而实现转矩脉动消除。在这种跟踪控制系统中，一般采用多极/相SRM。

开关磁阻发电机（SRG）径向振动较小，这是因为发电状态下，励磁在非对齐位置进行，相电流也不是很大。电机较大的时间常数也是径向力小的原因，另外，一些抗振动措施也能进一步减小径向振动。径向力和转子位置相关，其幅值小、变化率小，可以极大地减小振动。电流形状控制可以减小SRG的噪声，但会导致其他性能下降。

图4-33 发动机转矩脉动消除框图