ACS及ADC设计中的窄带阻塞挑战

ACS和窄带（Narrow Band，NB）阻塞要求都是一种测量标准。在具有干扰功能的邻信道干扰源（Adjacent Channel Interferer，ACI）存在的情况下，它可用于测量接收机在分配的资源块位置上接收有用信号的能力，该位置能够满足吞吐量要求。对于规定的参考测量信道来说，吞吐量将等于或大于最大吞吐量的95%。

该要求的目标是对邻信道干扰抑制（Adjacent Channel Interference Rejection，ACI）进行验证。这两种测试对于防止蜂窝中的UE掉话都非常重要。在这些蜂窝中，来自于邻近运营商的eNodeB不在同一位置。与WCDMA规范^[43]中的应用场景类似，LTE要求是基于33dB ACS预算，该结果已经通过多次共存仿真得到^[4]。当带宽为15MHz和20MHz时，为了防止出现对选择性要求过于严格的情况，可分别采用3dB和6dBACS的松弛条件。表11-20给出了相关的测试情况^[2]。

表11-20 在ACS要求中，干扰信号与有用信号之间的关系

1）在ACS测试用例I中，将平均信号功率设定为比参考灵敏度电平（Ref-sens）高14dB，针对每种有用信道带宽的可用干扰功率如图11-41所示。

图11-41 5MHzLTE的邻信道选择性测试用例I要求

2）在ACS测试用例II中，通过假设恒定干扰功率（-25dBm）和可变干扰功率，满足了33dBACS的测试条件，重点突出了UE的动态范围。例如，当带宽为5MHz（N_RB=25）时，载干比（Carrier to Interferer power Ratio，CIR）也等于-56.5dBm-（-25dBm）=-31.5dB。

受到ACSII影响的一个UE DCR块是LNA，因为其增益必须足够低，以防止I/Q混频器输入过负荷，这样就放宽了对混频器线性的要求。同时，LNA的增益又必须足够高，以防止UE NF无法满足MCS最高测试要求中包含的SNR最低要求。此外，这种强干扰源的存在，使得LTE中的PAPR（Peak-to-Average PowerRa-tio，峰均功率比）比WCDMA中的PAPR高，这对LNA的线性提出了要求。LNA非线性可能会产生邻信道泄漏（Adjacent Channel Leakage，ACL），它将与有用信号发生重叠，因而直接降低了有用载波的SNR。图11-42给出了这种挑战。

图11-42 当-25dBm ACSII接口存在时，LNA的非线性实例

图11-43 5MHz LTE的窄带阻塞测试情况

图11-43给出了带宽为5MHz（N_RB=25）的窄带阻塞测试情况。该测试确保了LTE UE能够部署在使用其他电信标准（GSM/EDGE）的区域。为了最大限度地降低蜂窝容量损耗，实现保护频带最小化是非常重要的。正是由于这个原因，在NB阻塞器测试中，阻塞器通常位于较小频偏处，UE有用信道则工作在这种环境中。该测试与WC-DMA中的NB阻塞器测试略有不同：在LTE中，阻塞器是CW（在3G中是GMSK），频偏^[3]设定为2.7075MHz（在3G中是2.7MHz），且当带宽为5MHz时，有用信道可从16dB去敏（在3G中是

^[3] 在LTE中，小频偏用于确保干扰源不会落到接收机FFT运算的零频率点上。该频偏是音频间距一半的奇数倍，即（2k+1）×7.5kHz，参见图11-42。10dB）中受益。

可以看出，在5MHzBW操作中，LTE滤波要求与当前WCDMA设备相似。在带宽灵活的系统中，滤波器设计策略是两种极端情形的折衷：一种极端情形是在损害模拟滤波器性能（该滤波器可能会导致有用信号失真）的前提下，ACIR有限的接收机最大限度地降低了ADC分辨率和功耗。另一种极端情形是不提供ACIR功能或提供微弱ACIR功能的接收机，为ADC分配一个足够大的动态范围（Dynamic Range，DR），以包含最差情况下的3GPPDR要求。下面各节的讨论围绕这种折衷展开，首先介绍带宽灵活性对模拟信道滤波器（Analog Chan-nel Filter，ACF）的影响，然后讨论模拟/数字转换器（ADC）。

11.8.3.1 带宽灵活性要求对模拟信道滤波器设计策略的影响(www.xing528.com)

通过引入循环前缀（CP），OFDM系统克服了通过时间色散信道传播时产生的符号间干扰（Inter-symbol Interference，ISI）和载波间干扰（Inter-Carrier Inter-ference，ICI）。循环前缀（CP）的工作原理与连续OFDM符号之间的时间保护频带类似。因此，循环前缀越长，在损失能量的前提下，针对大延迟扩展的弹性就越好。同时，也必须合理选择CP长度，以避免由模拟滤波器群延迟失真（Group Delay Distortion，GDD）导致的信号模糊^[30]。然而，针对标准（如ETU模型）中预测的最差情况下延迟扩展选择一组滤波器，可能不是最佳策略。例如，参考文献[31]提出的，在大多数情况下，UE经历的延迟扩展小于CP长度，因而BB信道估计器得出的延迟扩展估计值可用于对位于ADC后的数字FIR滤波器的转换函数进行动态修正。对于位于ADC前的给定ACF来说，这种最佳方案提供了增强的ACS性能。因此，将截止频率“F_c”稍微提高3dB后，ACF的极限值是多少？

通过将ACS和NB阻塞优化到所使用的GDD上，图11-44给出了WCDMA基线^[3]滤波器F_c值优化后的影响。通过使用一个与LTE工作带宽成正比的因子，可以增大或减小滤波器的F_c值。

从图11-44可以看出，滤波器的F_c值越低，滤波器的延迟、GDD和NB阻塞器ACIR就越高，以至于当带宽为1.4MHz时，GDD略大于1μs。后一种情况“消耗”了大量长度为4.7μs的标准CP，在大延迟扩展信道中，这会对ISI产生影响。从这个实例我们可以得出，按比例提高ACF的F_c值可能不是最好的折衷方法。另一种可选方法充分利用了3GPP的松弛条件，来对ACFACIR进行调整，以满足工作带宽为15MHz和20MHz时的ADCDR要求。当工作带宽低时，对ADCDR的改进可用于降低滤波器锐度，以充分发挥CP长度的优势。

图11-44 通过采用一个LTE工作带宽成正比的因子，来优化WCDMA中5MHz基线ACF的F_c值的影响（左边的y轴表示滤波器的群延迟，右边的y轴表示NB阻塞滤波器的抑制性能（用菱形表示））

11.8.3.2 带宽灵活性要求对ADCDR的影响

简单起见^[4]，最低所需ADC分辨率可以根据伪量化噪声（Pseudo Quantiza-tion Noise，PQN）模型，通过对ADC EVM（EVMADC）进行估计得到。图11-45a说明对于ADC限幅率（Clipping Ratio，CR）来说，ADC输入端的最优信号/失真量化噪声比（Signalto Distortion Quantization Noise Ratio，SDQNR）要求已经得到满足。ADC限幅率又称为“ADC回退”（ADCBO），其变化范围为10～14dB。图11-45b对应的EVM_ADC。

UEEVM预算可以根据所需的SNR进行估计，以实现最高的SIMOLTE吞吐量，该吞吐量与64QAM8/9MCS相对应。从11.3.4节我们知道，如果复合EVM之和小于6.3%，则就可以满足5%吞吐量损耗的要求。假定每个EVM损害要素与加性高斯白噪声（AWGN）类似，举例来说，如果eNodeBEVM为4.5%，UERFRXEVM性能为4%，则EVM_ADC预算为1.5%^[5]。

图11-45 ADC输出端的SDQNR和EVM性能

让我们首先采用一个可以提供无穷大ACIR的理想RF-BB链和一个理想模拟增益控制（Analog Gain Control，AGC）环路，这样通常就能够满足最优回退（Back Off，BO）要求。如图11-46a所示，它显示可接受的最低ADC分辨率为8bit。在实际AGC环路系统中，呼叫持续期间的ADCBO不再是离散点，而是BO统计分布拓展，如图11-46中的柱状图所示。考虑AGC环路缺陷^[6]的一个特例，可以看出10bit是最小ADC分辨率，它为RFIC缺陷提供了大约12dB的余量（Δ_RF），这些RFIC缺陷包括非理想DC频偏星座和ACIR（见图11-46b）。这种要求与CWDR为60dB是等价的。在LTE中，不同点之一是UEAGC环路也必须处理带内信号的时变幅度，因为动态调度用户拥有可变数量的激活RB，在下行链路中，可以使用不同功率电平对这些RB进行传送。使用10bit的分辨率，Δ_RF必须足够大，以便于能够容纳一个RF缺陷^[7]余量实例。需要注意的是，每个假设条件^㊀都是作为最低要求实例列出的，因为它们与实现直接相关。

图11-46 AGC环路缺陷。（虚线区域表示不满足MCS EVM ADC要求的区域。虚线柱状图包络表示ADC输入端存在的RF缺陷（Δ_RF）而生成的ADC BO余量）

总之，对于多标准ADC来说，难度最大的工作模式是LTE 20MHz操作，因为它必须提供最低60dB的动态范围。σ-δADC是一种能够满足这些条件、颇具吸引力的解决方案^[34]。这些转换器通过使用高通转换函数形成量化噪声（Quantization Noise，QN）本底，因而在有用载波带宽内的QN PSD上形成一个陷波，并能够对带外噪声进行抑制。可以通过改变采样频率和/或对噪声整形滤波器转换函数进行重构，来对每种带宽操作中的QN陷波带宽进行优化。图11-47给出了σ-δADC灵活性的一个实例。可以看出，通过确保LTE 20 MHz的DR条件得到满足，工作在LTE1.4MHz的ADC CW动态范围可以改善20dB。DR中得到的每分贝，可以用作ACF滤波器设计的附加松弛条件。尤其需要注意的是，低工作带宽处的高DR性能会大大放宽GSM模式中的ACF抑制条件，因为在占模片区方面，锐截止滤波器的价格较高。

图11-47 在系统带宽范围内使用σ-δADC可以实现的DR^[35]