FDDUE中UE自去敏相关要素简介

下面的许多内容对于所有FDD系统来说都是通用的，尤其鼓励读者阅读参考文献[11]，该文献详细讨论了相关要素对直接变频接收机（Direct Conversion Receiver，DCR）中TX噪声和TX载波泄漏的影响。本节重点介绍LTE中存在的主要差异。

由图11-37可知，最敏感的受害者是主接收机LNA，因为它仅受从双工器TX到RX端口隔离的保护。从TX到天线端口双工器抑制以及附加天线的天线隔离，会对分集LNA产生积极影响。在一致性测试期间，由于测试使用的是同轴屏蔽电缆，且PCB之间存在串扰，因而测试只采用了耦合机制，使得附加天线的天线隔离值相当高。与辐射天线耦合机制有关的详细信息，参见11.6.2.2节。受害者工作在包含两种入侵者噪声源的环境中，即它们自身的PA噪声发射以及DigRF^SMv4线中存在的宽带通用模式噪声（参见11.6.3节）。

图11-37 优化的4频段2G和单频段3G/LTERF子系统中的入侵者和受害者实例耦合机制使用虚线来表示。DCXO表示数字晶体振荡器

11.8.2.1 位于接收机频段的发射机噪声

在这里，我们采用11.6.3节中的假设条件来说明UE自去敏问题。受害者是一个蜂窝频段UE，固有NF为3dB，最大去敏值为0.5dB。根据11.6.3节的结论，入侵者最大噪声PSD一定低于-180dBm/Hz。

11.8.2.2 双工距离大的频段

这种情形与当前WCDMA频带I移动设备的情况相同。假定在最差状态下，RX处的双工器隔离值为43dB，位于RX频段、在PA输出端口处测量最小噪声PSD一定低于-180dBm/Hz+43dB=-137dBm/Hz。在测试时使用理想信号发生器的大多数PA无法满足这个要求^[22]。所谓的理想信号发生器，是指能够提供一个接近双工距离处热噪声的噪声本底的发生器。因此，这对RFIC设计仍然是一个挑战，且RFIC也会为PA带来一些低噪声本底。最简单的解决方案是使用中间级BPF，但随着需要支持的各种频段不断出现，该解决方案变得不被接受，因为它导致了相关物料清单（Bill of Material，BOM）成本的增加。设计无滤波器的TXRF解决方案是一种去敏容限、RF调制器当前功耗、BOM成本之间的合理折衷，能够为消费者提供一个较为理想的参考灵敏度电平。

11.8.2.3 双工距离小的频段中的高传输带宽

在双工间隔（DG）大的频段中，避免接收机去敏是非常重要的，解决方案也确实存在，这就对革新创造了许多机会。当双工间隔（DG）较小时，情况非常复杂，因为入侵者已不再是带外PA噪声本底，而是PAACLR相关值，如图11-38a所示。因此，3GPP制定松弛条件是确保系统正常运行的唯一途径。

图11-38b给出了带宽为10MHz（N_RB=50）时，采用QPSK调制载波的商用WCDMA频段IPA的ACLR测量值。在PA输出端口处，当电阻衰减器的插入损耗为3dB时，可以对UMTS 700MHz前端IL进行仿真^[10]。

由图11-38c可知，当输出功率为23dBm、NF为3dB和9dB时，频段12中的去敏值分别为16dB和10dB。为了解决这个问题，在RAN4中提出了两种缓解技术：

1）最大灵敏度劣化（Maximum Sensitivity Degradation，MSD）^[23]：“受害者松弛”技术，它包括能够将参考灵敏度电平放宽至与图11-38c对应值近似大小的技术。为确保UE能够通过一致性测试，建议UE工作在最大输出功率（P_outmax）。

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图11-38 当带宽为10MHz时，采用QPSK调制方式、与位于较低的UMTS700MHz频段的接收机频段重叠的LTE上行链路ACLR实例

图11-38中的测量值采用了频段Ⅻ应用场景：双工器TX-RX最小隔离为43dB，PA到天线端口的最大插入损耗为3dB（在双工器原型上的测量值为2.5dB，

天线开关处的测量值为0.5dB），天线端口输出功率为23dBm。

2）B点方法：“入侵者松弛”技术^[24]，在这种技术中，参考灵敏度电平保持不变。由于资源块（RB）受到“B点”的限制，因而该技术能够确保UE工作在最大输出功率（P_outmax）。这样，当N_RB＞“B点”时，为防止出现UE自去敏，需要支持UE输出功率的逐步回退。因此，“B点”对应于工作在P_outmax时的最大RB数，而A点对应于输出功率回退“X”，该回退点支持最大RB数，如图11-39所示。

图11-39 用于防止UE去敏的B点方法

在编写本书时，业界已经开始采用MSD方法。初始MSD值是针对特定频段提出的^[26]。最后，值得一提的是，在RAN1中，已经采用了半双工（Half Du-plex，HD）-FDD操作^[27]。因为发射机和接收机并不是同时进行工作，因而HD-FDD是一种可选的自干扰问题解决方案。在HD-FDD中，不再需要双工器。正如参考文献[28]所讨论的，这种工作模式可以极大地简化UERF前端结构。

11.8.2.4 接收机LNA输入端收发信机载波泄漏的影响

在DCR中，通常将微分结构失衡和自混频看作是生成2阶互调失真（IMD₂）结果的一些机制^[29]。自混频是下变频混频器RF和LO端口之间的有限隔离。在这些条件下，混频器特性接近平方器特性，因而能够生成IMD₂结果。CW阻塞器中的方脉冲是一种简单的DC成分，使用高通滤波器（High Pass Filter，HPF）可以轻松地对其进行抑制。但是，AM调制阻塞器中的方脉冲会产生一种类似IMD₂结果的宽带噪声，它可能会降低有用信号的SNR。在无滤波器的RX结构中，移动设备本身的TX泄漏对混频器IIp2提出了严格的要求。在混频器输入端，当TX泄漏平均功率约为-10.5dBm时^[1]，混频器必须能够接收微弱输入信号（≈-85dBm）。最简单的解决方案是使用中间级BPF，但考虑到11.6.2节给出的原因，这并不是最优方案。WCDMA和LTE QPSK上行链路调制载波IMD₂结果之间的对比如图11-40所示。

在无滤波器的WCDMARX应用中，用于保证SNR小幅降低的混频器IIp2功率要求是70dBm^[11]，这个指标非常难于实现。从图11-40可以看出，当LTE IMD₂PSD较高时，混频器IIp2的要求也要比WCDMA接收机要求稍高一些。

图11-40 直接变频接收机中的自混频