宽带相控发射阵天线的设计与应用

8.4.1 节介绍了接收圆形相控阵，其性能实际上主要是由器件的特性决定的，而对于双脊波导传输系统发射宽相控阵，其主要传输和转换部件宽带必须承受大功率工作。它有三种馈电形式：第一种为集中馈电的相控阵 （也称无源相控阵），即每个阵元天线后面接一个宽带移相器，通过功分网络形成统一的输入端口，将大功率源或功率放大器与输入端相连，产生高等效辐射功率的干扰波束，波束的扫描由移相器控制，它对功率放大器的一致性没有多大要求。第二种阵列是每个阵元后面接一个移相器，将整个阵列分为若干个子阵，每个子阵后面接一个中等功率的放大器，而后有几个或一个输入端口，它对功率放大器的一致性有一定的要求，称为混合式或半有源相控阵。第三种情况是每一阵元后面接一个小功率的放大器和移相器，而后形成一个或几个输入端口，虽然它对放大器的一致性有一定的要求，但功放直接放在阵元的后面，能量损失减少，如图8.39 所示。本节介绍的属于第一种，它称为无源相控阵。从宽带相控阵系统的组成可知，宽带相控发射天线阵是其核心部分，通过对每个辐射元后面铁氧体移相器的独立驱动，实现方位面内波束的快速扫描。波速控制灵活，天线口径上得到较高的增益，输入端口为标准双脊波导接口，整个阵列的插损较小，易于取代目前采用的机械开关简单波束扫描体制。同时，用相控天线阵作为子阵，将多个相同的子阵进行组合，可以使天线阵同时用几个波束工作，也可以使阵列同时用一个波束工作。阵列的组合方式灵活，可同时对付多个目标或以很高的干扰功率对付某个威胁特别大的目标，多个子阵可以同时工作于多个不同频率，结合不同的干扰样式，可以实现对目标有效的干扰。相控阵天线的理论是人们都较为熟知的，并且这种体制的雷达系统已经实用化了。要实现阵列的宽带特性，天线阵各组件部分应该是宽带工作的，即必须有宽带辐射元、宽带的连接线、宽带移相器和宽带功分网络等。

图8.39　相控阵天线的几种结构形式

（a）无源相控阵；（b）半有源相控阵

当给图8.39 （a）中n个单元等幅同相馈电时，则它们的合成场的最大方向在θ=0°方向上，即

式中　k=2π/λ，λ 为工作波长；

　　　d——相邻单元天线之间的距离；

　　　N——阵元数目。

当给每个辐射元以某种梯度的移相量时，则波束发生扫描，此时场的表达式为

为使阵列的指向偏移法线方向θs，相对应的每个阵元移相量应满足下面条件：

则场的表达式为

式中，

在阵列天线中，只要改变每个移相器的相移量，就可以改变阵列天线的波束指向。当相邻阵元之间的相移量为φ 时，波束就指向θs，显然，归一化的方向图函数为

当然，连续改变每个辐射元后面的移相器的相移量，在空间就形成连续的波速扫描。当θ 接近θs时，有

由式（8.119）可以得到当波束扫描到θs方向时，其半功率宽度近似为

前面讨论的是阵列函数的特性，实际中，所采用的辐射元是有方向的，考虑到单元辐射天线的方向函数后，合成的阵列函数为

式中　f1（θ）——阵元辐射的方向性函数，而它的表达式要精确计算相当烦琐。在工程中，使用张开口径的喇叭天线的方向图函数来近似表示。

实际上，对于宽角扫描来说，要求单元天线的辐射图波瓣宽，所有的扫描波束都在单元方向图主波束包络内。相控阵天线的方向图函数见式 （8.123）。阵列天线相扫时，θs偏离0°后，波束变宽，相对而言，增益下降。我们知道，等间距的均匀馈电阵列天线的第一副瓣达-13 dB 的量级，要降低副瓣波导，需采用加权馈电的方法：

（1）幅度加数：使阵列的幅度呈坡变的形式。

（2）密度加数：天线阵中心对阵元间距d 小些，而外边部分间距逐渐变大。

（3）相位加数：改变各通道内的相移量，使副瓣电平降低。

（4）混合加数：对各通道内的幅度、相位均做加权。

方向性函数f1（θ）与方向图函数F（θ）分别为

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式中　a——单元喇叭天线组阵方向的口径。

以上讨论了相控阵天线的扫描波束情况，由于连续不变的移相器控制起来相当麻烦，并且移相值容易漂移，其插损也比较大，在工程中一般采用数字移相器。它的结构比较简单，能承载大的功率。同时，数字式移相器为计算机控制提供了很大的方便。它的相移量只能是某个最小相位的整数倍，对于n bit的移相器，其最小移相位为

基本位的相移量为

可以构成2n 种状态的相移量。n 越大，Δ 越小，即相邻的相移量差值变小。当时，数字移相器就变成模拟移相器的连续可变的情况。当然，对于工程中研制的宽频带的移相器，位数越多，插损变大。同时，通过对所需相移量的量化处理，在n=4 的情况下，将其计算结果与连续移相情况的计算结果进行了比较，由于数字式移相器的量化，使移相有一个最小误差存在，但对波束的指向影响很小，副瓣有一定的升高，增益有所下降。量化计算公式为

由于使用数字式移相器，使得相邻辐射单元的相移量为

式中，mod（a，b）为除以b 剩下的余数。

修正相移量为

通常对移相器进行量化，有几种基本方法，即进位法、四舍五入法、舍尾法及移位加权法等。在上面的计算中，采用了四舍五入法。虽然所有阵元的相位与理论上模拟移相有所不同，但多个单元的统计结果的等相位面的斜率相同。宽带相控阵天线的结构如图8.40 所示。由于阵列天线用于发射，整个功率传输和辐射单元部分都能承受大功率，连接部分用双脊波导，多个单元紧凑地排成一条直线子阵。为了有效地解决连接困难和结构实现的问题，相邻波导采用弯头的形式交替地上、下错开，为连接的法兰盘让出必要的空间。每个辐射单元与功分器端口之间接一个移相器，经对应的弯波导集中在功分器的输出端，功分器的输入端与高频大功率发射机的输出波导口相接，从而构成一个完整的发射相控阵系统。整个天线阵由两个如图8.40 所示的子阵组成，双口输入。

图8.40　宽带相控阵子阵天线结构图

该天线工作频带宽，并且每个辐射单元都能在较大的功率情况下工作，馈电部分用双脊波导，辐射单元为H 面扇形喇叭天线。为了使栅瓣不在可见区内出现，相邻辐射单元间必须满足下式关系：

式中　θ0——最大扫描角；

　　　λmin——最小工作波长。

为了使天线工作于8～16 GHz 频率范围 （λmin=18.75 mm），θ0= ±45°，则选择d ≤10.98。而标准的双脊波导24JS7500 内尺寸为17.55 mm ×8.15 mm，E 面的尺寸为8.15 mm，加上波导的壁厚取为1 mm，实际的阵元间距为10.15 mm。考虑到在空间有一定的俯仰区域覆盖，对喇叭天线的H 面尺寸有一定要求，即用单元的E 面进行组阵，而阵列的俯仰面由天线的H 面尺寸决定，喇叭天线H 面内尺寸为a=60 mm。考虑到具体应用，采用数字式波导型的铁氧体移相器，移相位数n=4 bit。这种移相器是由几段空心铁氧体材料组成的，它们被黏成基本的单块，中心穿一根锁线，线的两端加有匹配变换器，然后将它装配到与之紧密配合的波导壳体中。在波导的两端加装有双脊波导的匹配段，峰值功率容量大于100 W。

为了给每个移相支路提供所希望的信息，要求天线所用的功率分配器精心设计和制造。如果用带状线形式的电路来实现，则承受不了大的功率，并且损耗大。这样研制的功分器为空馈形式，将一个E 面径向波导-喇叭体给多个与口径装配好的邻接波导口馈电，从而实现功率分配。它具有良好的电特性及紧凑的结构，在移相器和功分器的连接上不再需要其他的同轴波导转换，减小其功率耗。

由于波导空馈功分器是利用场的原理进行分路的，当分路边的口径的两边离中心处较远，时相差的幅度都有一定的变化。而相差的变化在相控中更为重要，这种相差可以用两种方法进行补偿，即在频率上用数字移相器加以补偿，以及在波导口-喇叭体间加入介质透镜，使相位呈直线分布。对于波控器，采用TTL 电路来实现给移相器的指令脉冲及相应的导通，以控制扫描波束的指向。采用手动控制和计算机自动控制两种控制形式。每个移相器须有一个控制接口，波控器要求的工作电源电压为-18 V、24 V、5 V、6.5 V 四种，通过预先配置好的相位编码，装入EPROM 中。对于所要求的频率和方位，自动从EPROM 取数，驱动移相器，使其波束指向相应的位置。一种波控码控制主波束；另一种波控码控制两个子阵波束。由于研究的阵列是有限阵元，各阵元的互耦环境不同，因此，式（8.121）方向图乘积关系带有近似性。随着单元间距的增大，互耦系数降低。同一间距随着频率的升高，也有此结果。同时，中心单元的方向图对称，而边缘处附近的方向图出现不对称，且有低频时更明显，但互耦对阵的合成方向图有影响。尤其是均匀口径分布的阵，只影响旁瓣电平，对于阵列的主波瓣，它的影响可以忽略不计。另外，互耦的主要影响是改变各单元中的反射系数，引进阻抗失配，并且随频率和扫描角变化。因此，要在宽带、宽扫描角范围内克服互耦的影响。为此，于天线口径处加高介电常数的介质薄板是工程上的一种实用办法。考虑到通道的幅相一致性问题，宽带铁氧体移相器自身性能差异及宽角扫描时相邻单元间的相位差变大等因素影响匹配和方向图的形状及指向。从工程应用角度出发，利用宽带相控阵口径校正办法，通过全通道的幅相统计平衡，可以很好地解决上述难题。其校正框图如图8.41 所示。图中包括矢量网络分析仪，它作为射频信号源和幅相接收机。

图8.41　宽带相控阵相位校正框图

宽带波导型相控阵如图8.42 所示。

图8.42　宽带波导型相控阵

而多个单元作为与阵元天线对应的校正检测元，首先通过单元天线对校正系统的误差进行校核，存入相应的计算机中，将宽带相控阵置于校正的位置。根据频率、扫描角所要求的移相值，每次只能允许有一路信号通路相位控制码在某一时刻送到选通的移相器进行相位控制，同时，保证移相器随着控制器发出的相位码改变。实际中将移相器的控制码进行改变，以获得接近理论上要求的相移值，并且将第一单元调试好后，将相正通路接通到第二单元，以与前一单元相同的方法调试完后，转到下一单元，依此类推，将每个阵元在相应角度和频率的实际移相控制码存入计算机中。针对同样的频率、同样的角度再进行第二次校正，会发现由于调整好了第一单元的移相码，产生相应的相移量（不同频率时，移相码会不同）。当第二单元天线的移相码改变时，反过来会影响前一个单元在固定相位码后的相位值，因此，再进行2～3 次类同于第一次的校正。由于数字移相器还有量化误差，最后校正到相位误差保持在一个动态值之内即可。由于整个校正系统是自动的，虽然数据量很大，但是所用的时间不长。得到的校正数据可存入EPROM 中，使用时以查表或拟合的公式方式使用，同时，校正时允许一定的频率和角度间隔。通过理论公式插值获得更小的频率和角度间隔。双端口输入波导型宽带相控阵天线。其典型的扫描波束图如图8.43 所示。

图8.43　子阵扫描波束图

（a）8 GHz 波束图；（b）16 GHz 波束图

通过国产数字移相器于波导型相控阵中的应用，采用空馈的方法完成给子阵馈电。交错排布实现了脊波导型数字移相器和喇叭天线阵列的结构问题，用4 bit 移相器扫描波束最小角间距达1°。