多模对数周期天线阵

对于多臂螺旋天线，可以在比较宽的范围内产生二维测向所需要的圆极化信息，且辐射口径为一平面，但对另外一个反旋圆极化是个盲区，同时，其相位参考面随频率是旋转移动的，不同的频率必须进行相位面的跟踪。另外，整个天线阵的增益比较低，在0 dB 左右。而多模对数周期天线阵，采用方位面相位模测向、俯仰面和差幅度比较方式，具有多极化的二维测向跟踪功能，且增益得到提高。

天线的阵列形式采用单极对数周期天线作为阵元，多个阵元分布在一个圆周上，阵元天线形成的最大方向都指向圆周的同一中心轴线方向，形成锥形天线阵列。由天线理论可知，一个线极化天线可以接收除垂直于本身的极化外的任何其他形式的极化。如果用两个或两个以上的线极化天线在一平面内交叉组合，可大大提高天线的极化特性，同时，能接收任意形式的极化波。另外，用一个二元天线阵对同时和、差组阵，可以获得一个和、差输出。采用多对二元阵线极化天线及其和差器，可以得到多个不同空间角的和、差输出。这样，综合考虑天线的和、差输出、极化特性及它的宽带工作要求，组成的天线阵就必定是带专用模式馈电网络的锥形阵列，如图8.13 所示。图中采用的是6个单极对数周期天线，分布在锥体的表面上，圆周夹角为60°，它们是对数周期天线的E 面组阵。每个阵元垂直于锥表面安装，而锥体新的夹角由大量的理论分析和试验可以求得。随着锥体夹角的不同，会使相同单元天线E 面方向图交叉点电平变化，这样，可以根据不同需要来计算锥体夹角，同时，考虑到单元天线方向图上翘及天线阵用于跟踪、监测等方面，兼顾和、差波束电平，要求相对波束交叉电平在2 dB 附近。另外，还要确定阵元天线在锥体表面上的具体位置，使相对单元之间形成波束时，直径上的相对元之间的间隔最大控制为0.7λ （λ 为相应振子的工作波长）。结果锥体夹角大一些，阵元天线必须靠近锥顶点，且相对单元天线间的E 面方向图交叉电平高些；反之，单元天线就离锥体顶点远些，且交叉电平低些，阵元天线的相对一对必须位于同一平面内。另外，还必须考虑到单元天线的馈电问题，国产的半硬同轴电缆直径φ3.6 mm 均匀性比较好，且相位的一致性高。考虑到6个单极对数周期天线都在锥体顶部附近馈电，若用φ3.6 mm 的半硬同轴线，在锥体顶部结构上根本排不下。为此，采用薄型带状线，从锥体表面的槽下通过，在天线顶端巧妙地转为微带线，实现给每个阵元天线馈电。这种天线阵中采用的网络为非对称网络，它包括7个3 dB 空向耦合器、2个4.77 dB 空间耦合器、3个90°移相器、1个180°移相器，其馈电网络框图如图8.14 所示。从图中可以看出，这个网络是比较复杂的，锥形的六棱锥单极对数周期天线阵列实际上是一个空间的圆形阵。见前节圆周模分析，当圆形阵列中线极化单元天线的数目越多时，越能逼近理论分析结果。但随着单元天线数目的增多，不但网络变得很复杂，而且阵列本身也难以加工，使阵元天线的馈电变得困难。从图中可以看出馈电端口与阵元天线之间的相位关系、天线阵元相对相位关系及其阵元天线在空间的排列分布情况。天线阵元1～4 号空间相差180°，2～5 号空间相差180°，3～6号阵元空间相差180°。表8.3 为对应阵元的激励相位关系。

图8.13　多模对数周期天线阵

图8.14　阵元天线分布与馈电网络框图

（a）阵元天线分布图；（b）馈电网络框图。

表8.3　对应阵元的激励相位关系

设锥体上每个阵元天线产生的电场分别为E1（φ，θ）、E2（φ，θ）、E3（φ，θ）、E4（φ，θ）、E5（φ，θ）、E6（φ，θ）。在理想情况下，6个阵元天线在空间产生的场的幅度相同。在Σ1、Σ2端口馈电时，使6个阵元天线上的电流相位：1～4 号阵元天线、2～5 号阵元天线、3～6 号阵元天线相差180°，加上阵元天线的空间相差，就使得1～4 号阵元天线的总相位差为0°或360°，即1～4 号阵元天线同相，2～5 号阵元天线和3～6 号阵元天线都如此，从而在天线轴及其附近的总场为

式中　α1、α2——阵元天线对1～4 号与2～5 号、3～6 号天线对的周向相差；

　　　φ14——1～4 号天线对的空间路径引进的相位差。

从式（8.64）中可以看出，这是一个和方向图的表达式，从而说明在Σ1、Σ2处馈电得到和方向图。当在Δ1、Δ2端口馈电时，从表8.3 和图8.14 可以看出，单元天线对1～4 号、2～5 号、3～6 号的电流相差为0°，即相对单元天线之间是同相的。考虑到6个单元天线的空间排布，得到相对单元天线在空间的总的相位差为180°，从而在天线轴及其附近的总场为

在锥体轴向上，E（φ，θ）=0，由于实际网络的幅度、相位存在一定的误差及阵元天线的波，各种接插件的影响造成差波束零深的存在和零值漂移等。一般的螺旋天线只能接收单旋的圆极化波，而一个线极化的天线可以接收除与本身垂直外的任何其他形式的极化波，从而将线极化的天线进行合成，可以实现多极化功能。由表8.3 的相位关系可知，当在Σ1端口馈电时，在6个阵元天线上得到的电流相位为0°、60°、120°、180°、240°、300°。很显然，这与6个阵元天线的空间分布是一致的，它是一个左旋圆极化。同理，当在Σ2处馈电时，在6个阵元天线上得到的电流相位为90°、30°、330°、270°、210°、150°。这个还可写为0°、300°、240°、180°、120°、60°。显然，这与6个阵元天线的空间分布刚好反方向，说明它们形成的是右旋圆极化。对于差波束而言，当在Δ1处馈电时，得到6个阵元天线上的相位分布为0°、240°、120°、0°、240°、120°。这可以写为720°、600°、480°、360°、240°、120°，这是差波束的右旋圆极化。同时可知，当在Δ2馈电时，得到的是一个差波束的左旋圆极化波。这样，系统用于接收时，在和、差端口上得到两种旋向相反的圆极化信息。由这两种圆极化波可以合成椭圆极化波、任意方向的线极化波等。通过四个端口Σ1、Δ1和Σ2、Δ2两种正交圆极化中每种和、差端口的幅度、相位值的检测，从而实现系统的多模多极化特性。

单极对数周期天线的馈线仍用δ=1.5 mm 厚的聚四氟乙烯玻璃丝加强双面覆铜板制成。为避免传输线对辐射方向图的影响，采用带状线，特性阻抗为50 Ω，腔的高度b=0.6 mm，在天线的顶部转为微带。锥形体的相对天线元的锥面夹角=37°，移相器设计是网络设计的主要任务之一。设al 为均匀传输线长度，l 段为终端短接的耦合线，输入电压为V0，相移量为Δφ，有(www.xing528.com)

式中　Z0o——耦合线的奇模阻抗；

　　　Z0e——耦合线的偶模阻抗。

传统的方法是不用补偿段，取l= λ0/4 （λ0为中心波长），a= 2.5，ρ=Z0e/Z0o=1.8。利用一个C 形段移相器移相45°，两个同样的组合可以达到90°相移，否则，要达到同样的移相值，ρ 取得很大，实现困难或是加工误差影响大。

对于90°的移相器，如果用一个曲折段来实现，缝隙太窄，加工误差太大，所以在实际中用两个45°的曲折段组成。考虑到现有的加工水平，最好能在设计上消除或减小理论误差。为此，提出了一种改进的C 形移相器（图8.15 （b）），用曲折延迟线进行补偿，取补偿段ρ=1.14，C 形段ρ=1.78，有

图8.15　两种移相器电路

（a）传统移相器电路图；（b）改进型移相器电路图

网络中的180°移相器，用两个90°的移相器串接而成来实现。在天线阵的网络设计中，对幅度、相位的要求都比较高，从而采用三节对称形式的空间耦合器来实现3 dB、4.77 dB 两种耦合器电路。由于4.77 dB 定向耦合器无现成的公式和图表可查，因此，采用多项切比雪夫逼近来导出各种公式，求出了两种耦合器在所需的带宽内，在允许的耦合误差的情况下，其偶模特性阻抗如下：

（1）3 dB 定向耦合器：带宽比为3，波纹R=0.03 dB，Z0=50 Ω，则

（2）4.77 dB 定向耦合器：带宽比为2.6，波纹R= 0.03 dB，Z0=50 Ω，则

馈电网络是一种比较复杂的馈电系统，它的各通道中幅度、相位控制比较严格，尽量减少接插件的数目，以带状线形式实现。借助新型单极对数周期天线，可巧妙地形成锥形阵列，并解决了阵元的馈电问题。当然，对大于六元的多模多极化阵列天线，例如，八元天线阵，排列的角距离更小些，此时为45°，网络变为对称网络。但相关的输入/输出关系保持对应，另外，根据工作频带天线阵元形式，可采用其他类型的天线形式。