1）电流灵敏度
电流灵敏度βi定义为：
式中，id为检波电流；Ps为检波器的输入信号功率。上式表示检波器在负载短路条件下（一般产品都是按短路电流灵敏度来测量和标定），检波输出电流与输入的信号功率的比值，其单位是A/V，有时也为mA/mV。假如在二极管的两端电压幅值为Vs的微弱信号，如果二极管封装的引线电感和管壳分布电容足够小，而检波电路中的Lp和Cp足够大，则加到检波二极管上的电压Vj可近似为：
2）电压灵敏度
电压灵敏度βv，定义为：
式中，VL为负载检波电压，Ps为检波器输入信号功率。上式表示了在负载近似开路状况下，检波输出电压与输入信号功率的比值，其单位为V/W，有时也为mV/mW。
3）视频电阻
检波器输出的视频信号所呈现的阻抗即视频电阻。由于检波器输出电压通常需要后级放大器放大，后级器件的匹配设计必须以检波器的视频电阻作为参考来进行匹配；在较低的视频情况下，检波器视频电阻可以近似为RV=RS+Rj，除此之外还要考虑其他参数的影响。一般情况下检波二极管在零偏置时，其视频电阻大约为1～3 kΩ。
4）优质因数
在小信号检波电路中，因为检波电流较小，在检波器后面通常要加低频放大器，以提高指示数值。
5）最小可检测功率
由于检波二极管本身存在噪声，所以使得检波器可检测的最小信号受到限制。当被检测信号输出电压等于二极管噪声等效电压时，检波器输入端的被测信号功率就是最小可检测功率。检波管的噪声来源有电阻热噪声、电流散粒噪声和闪烁噪声。电阻热噪声是由电阻Rs产生的，由下面式子给出，最小可检测功率Psmin为：
6）切线灵敏度
切线灵敏度又称为正切灵敏度，英文缩写为TSS。根据前面对Psmin定义，实际使用过程中，输入微波信号功率等于Psmin时，是很难被观测的，往往由于噪声把信号淹没而无法判断信号。所以在实际情况中，把正切灵敏度作为检测微弱信号的指标，TSS定义为检波管检测电压VL的负噪声峰值等于无信号输入时的噪声峰值。
切线灵敏度大约是最小可检测功率的2.8倍，用分贝表示近似值是4 dB。事实上，噪声波形和等幅值波形大不相同，其顶部是随机的无规律的起伏变化，切线灵敏度只能用示波器凭人眼观测来主观判别，所以观察到的相切情况只是一个近似，很难严格判定。然而在工程实用中是一个明确可用的信息，因此又是具有实用价值的指标。
切线灵敏度和检波带宽及前级增益也有一定的关系，下面给出相关说明。设检波前（射频带宽）为A/R，检波后视频放大器带宽为Δfv，检波器电路如图7-16所示。
图7-16 检波器实际工作电路示意图（附各部分参量）
其中，GR、FR、ΔfR分别是射频放大器的增益、噪声系数和带宽；M是检波二极管的品质因素、A是检波常数、γ是检波器的开路电压灵敏度；GV、FV、ΔfV分别是视频放大器的增益、噪声系数和带宽。
7）动态范围
(www.xing528.com)
图7-17 检波器输入功率与输出电压曲线
图7-17表征了检波器检波电压随输入信号功率的变化曲线。从图上看，输出电压随着输入信号功率的增加，它们之间分别呈现出平方律、线性、饱和三种变化关系，即当输入信号很小时，检波特性呈平方律曲线，输出电压正比于输入电压的平方，也就是说正比于输入功率；当输入信号增大后，检波器呈现线性工作状态，输出电压正比于输入电压。当输入微波功率增大到二极管上的反向偏压达到击穿点时，反向电流出现，它将抵消一部分正向检波电流，使输出电压下降，从而达到图中曲线上端的饱和区。同时过大的信号功率输入将造成较大二极管检波电流，从而使二极管结温度急速上升，金属-半导体结接触面积非常小，过高的功率密度将使二极管烧毁。工程上也用检波器所能承受的脉冲功率来表征检波器所能承受的抗烧毁能力。
平方律检波区和线性检波区的转变点通常称为压缩点，见图中的A点。增加直流偏置可以提高压缩点来扩展平方律检波特性范围。检波信号功率大于切线灵敏度TSS、小于压缩点，这两者之间的功率范围称为动态范围。随着直流偏置的增加，压缩点提高，而TSS也升高。但相比较而言，压缩点提升得更快，所以随着直流偏置的增加，动态范围有所增大。
8）检波管解调性能参数
二极管解调性能主要包括三个指标：电压传输系数Kd、输入阻抗和非线性失真系数。下面分别进行简单介绍。
（1）电压传输系数
输入信号为高频等幅波时，输出平均电压V0对输入高频电压振幅Vmi的比值，称为直流电压传输系数，表示为：
当输入信号为高频调幅波时，定义为输出的低频交流分量振幅Vωm对调幅波包络振幅mVmi的比值，称为交流电压传输系数，表示为：
设计二极管时，应尽量使足Kd接近1。
（2）输入电阻
检波器的输入电阻相当于前级电路的负载，次级电阻越大，检波器对前级电路影响越小。因此，检波器输入电阻用来说明检波器对前级电路的影响程度。
（3）检波器失真系数
在实现检波器电路时，如果选取的电阻、电容元件不合适，检波器可能会出现对角切割和底部切割两种失真，如图7-18所示。
图7-18 对角切割和底部切割失真
底部切割失真电路模型如图7-19所示。
当负载电阻R越大，τ=RC越大，当R大到一定程度后，电容C上电压减小速度比输入高频调制信号包络减小的速度慢时，就会在输入信号较小的瞬间使二极管不能导通，这时输出电压不随着输入高频调制包络变化，而是随着C对R放电规律变化，造成包络对角切割失真。解决办法就是使得RC满足下列条件
图7-19 底部切割失真电路模型
式中，mmax为最大调制系数，Ωmax为最大调制角频率。
当检波器直流负载电阻RL远小于交流负载电阻时，调制信号的负半周包络被切去一部分，形成底部切割失真。要使调制信号的负半周不出现底部切割失真，必须是直流负载电阻小于交流负载电阻。
免责声明：以上内容源自网络，版权归原作者所有，如有侵犯您的原创版权请告知，我们将尽快删除相关内容。
