ACHB逆变器的Ⅱ型调制技术优化方案

1. 传统H-PWM 调制原理

图4-2 所示为传统混合调制策略的原理图。图中 va和 vref为级联单元H1和级联单元H2 的调制信号， uc1和 uc1-为三角载波， uH1和 uH2为级联单元输出电压， uAN为相电压。其中高压H1 桥单元采用阶梯波调制，工作在基频，开关损耗低；低压H2 桥单元采用多载波PWM 调制，工作在高频，输出电压谐波特性好。

图4-2　传统混合调制原理图

传统混合调制的基本思路是先定义一个方波信号 va，然后用高压单元的调制波 vm减去 va得到低压单元的调制信号 vref。高压单元采用阶梯波调制的方法，工作在基频，开关损耗小；低压单元采用 vref与一对正负反相的载波 uc1和 uc2进行SPWM 调制的方法，工作在高频，输出电压的谐波性能比较差。

由表4-2 可知，混合级联七电平逆变器输出电压为E 时，其电平合成方法有两种，分别为高压H1 桥单元输出2E、低压单元输出 - E和高压H1 桥单元输出0、低压单元输出E。表4-2 为采用H-PWM 策略时输出电压的合成方法，其输出相电压uAN的PWM 波形在区间[E，2E]和[E，2E]时，高压H1 桥单元输出±2E，低压单元H2 输出 ∓ E，此时两单元输出电压极性相反，根据图4-1 分析可知，低压单元直流侧电流为负，从而出现电流倒灌问题，倒灌电流将会引起直流母线电压发生波动，影响输出波形的质量。

表4-2　H-PWM 策略输出电压合成方法

为了更加形象地说明传统混合频率调制原理，由图4-2 可见，可以看出在区间[E，2E]和[－2E，－E]内，高压和低压单元的输出电压极性相反，因此会产生电流倒灌和能量回流的问题。

通过傅立叶级数分析可知，采用H-PWM 调制时，高压和低压H 桥单元的输出电压基波分别为：

图4-3 所示为各单元输出电压和总输出相电压与调制比M 的函数关系曲线。从图中可以看出，当调制度M 介于[0.37，0.78]时，低压单元H2 输出电压的基波幅值小于零，高压单元H1 输出电压的基波幅值大于相电压 uAN的基波幅值，这说明在此区间内，高压单元向低压单元倒灌能量。当低压单元采用不控整流供电时，倒灌的能量将引起直流侧电容电压持续上升，从而影响输出波形的质量，降低系统的变换效率。

图4-3　H-PWM 输出电压基波幅值与调制度M 的关系曲线

2. 混合载波频率调制策略(www.xing528.com)

针对传统H-PWM 调制存在的电流倒灌问题，本章对混合调制技术进行了改进，提出了一种混合频率调制（Hybrid Frequency PWM，HF-PWM）策略。该策略使高压单元H1 也参与PWM 调制，在ACHB 逆变器期望输出-2E～-E 和E～2E 时，高压单元分别输出-2E～0 和0～2E，这样高压单元和低压单元输出电压的极性就不会相反，因此也就避免了低压单元电流倒灌的问题，HF-PWM 策略下电压合成规则如表4-3 所示。

表4-3　HF-PWM 电压合成法

混合频率调制是由传统多电平逆变器LS-PWM 调制策略改进而来，如图4-4 所示。传统CHB 七电平逆变器在LS-PWM 调制时需要6 个频率和幅值相同的三角载波，而混合频率调制也需要 6 个层叠的三角载波，但是跟LS-PWM 调制不同，这6 个三角载波幅值相同，但频率不同。

图4-4　混合频率调制原理图

由图4-4 可见，混合频率调制采用的是正负反相层叠的调制方法，并且低压单元的载波频率为高压单元载波频率的两倍。调制波 vm与中间两层正负反相的载波 vc2和 vc2-比较得到高压单元的开关管脉冲 ug11和 ug31，当 vm大于 vc2时，高压单元H1 的S11导通、S21关断， vm小于 vc2时相反；当 vm大于 vc2-时，高压单元H1 单元的S41导通、S31关断， vm小于 vc2-时相反，H1 单元输出电压为 uH1。然后再与另外四层载波 vc1、 vc3、 vc1-和 vc3-比较得到低压单元的开关管脉冲 ug12和 ug32。以工作在调制波的正半周来说明，将 vm与ucr2相交产生的触发信号做“非”运算得到Vc2，然后将um、uc1相交产生的触发信号Vc1和Vc2做“或”运算得到Vc12，再将um、uc1相交产生的触发信号Vc3和Vc12做“与”运算便可得到IGBT 逆变器（H2单元）的V11的触发信号，而V21与V11工作状态相反，对V11的触发信号做“非”运算得到的就是V21的触发信号。而工作在调制波的负半周时，做类似的分析便可得V31、V41的触发信号，H2 单元的输出电压uH2，再将uH1和uH2叠加就得到七电平PWM 波的相电压uAN，如图4-4 所示。

由图4-4 可知，与较传统的混合调制相比，混合频率调制下各区间PWM电平的合成方式变成了A1+B1+C+D+E1+F1，低压单元和高压单元输出电压的极性始终相同，解决了在区间[E，2E]和[-2E，-E]内产生的电流倒灌问题，但是由于高压单元工作在低频，其输出电压的谐波次数相对较低，从而影响了电能的质量。

3. 混合频率优化调制策略

本章在上述混合调制策略的基础上提出了一种改进混合频率调制（Modified Hybrid Frequency PWM，MHF-PWM）策略[112]，该策略的原理如图4-5 所示。其中，高压单元也采用SPWM 调制的方式，通过正弦波 vm与一对正负反相的载波 vc1′和 vc1-′做比较，进而得到高压单元的输出电压 uH1，低压单元采用一种类似单极倍频的方法，先通过调制波 vref和- vref分别与载波 vc1′和 vc2′做比较得到4 个脉冲信号 ug1～ ug4，然后再通过逻辑与运算分别得到低压单元开关管的脉冲信号 ug12和 ug32，进而得到低压单元输出电压 uH2。其中载波 vc1′、 vc1-′和 vc2′的频率相同，不妨都设为 fc。

图4-5　混合CHB 优化调制原理图

下面对高压和低压单元的调制原理做详细阐述。高压单元调制原理：当vm大于 vc1′时， ug11输出为1，反之为0；当 vm小于 vc1-′时， ug11输出为1，反之为0。低压单元调制原理：当 vref大于vc2′时， ug1输出为1，反之为0；当 vref小于 vc1′时， ug2输出为 1，反之为 0，然后 ug1与 ug2相与得到开关管 ug12的脉冲信号。当- vref小于 vc1′时， ug3输出为1，反之为0；当- vref大于 vc2′时， ug4输出为1，反之为0，然后 ug3与 ug4做逻辑与运算得到 ug32。其中， vref是通过vm变换得到，然后再对 vref进行取反便得到-vref，如下所示：

由图4-5 可见，在对低压单元的PWM 电平重新进行了逻辑运算与组合之后，使得在改进混合调制策略下，高压和低压单元输出电压极性在全调制范围内都保持相同，避免了电流倒灌和能量回流的问题，并且通过逻辑运算使得低压单元工作在高频PWM 状态下，从而避免了在混合频率调制下由于高压单元频率降低所带来的输出电压谐波特性相对较差的问题。