感应装定数据基带传输系统设计优化方案

4.6.3.1　数字基带传输系统的典型结构

图4.33所示为一个典型的数字基带信号传输系统的方框图，系统的输入通常是二进制的脉冲序列，该序列用信号的高低电平表示数据的“0”和“1”，具有较高的直流分量，不适合基带信道直接传输。脉冲形成器的任务就是变换二进制的数据“0”和“1”的表示方法，使其适合信道的传输，因此脉冲形成器又叫作码型变换器。脉冲形成器输出的各种码型仍是以矩形脉冲为基础的，高频分量比较丰富，占用频带较宽，而用于信号传输的信道带宽是有限的，因此需要形成更适合信道传输的信号波形，这一任务由发送滤波器完成。可见，在发送端，脉冲形成器和发送滤波器共同完成了二进制脉冲序列向适合信道传输的发送波形的转换，因而又统称为波形形成网络。

图4.33　数字基带传输系统结构

发送端输出的信号波形经信道传输到接收端，首先要经过接收滤波器，以滤除传输过程中窜入信道的噪声，同时也可以对失真的波形进行均衡，从而得到较好的波形，减少出现错码的概率。为了从滤波器输出的波形中还原出发送端输入的二进制序列，需要根据收发两端的同步信号对接收波形进行抽样判决，然后经过码元再生来实现。同步信号是一个与发送端二进制码传送速率相同的定时信号，由同步信号提取电路从接收滤波器输出的波形中得到。

4.6.3.2　基带信号码型的选择及波形设计

数字通信系统中的码型主要有单极性码和双极性码、归零码和不归零码、绝对码和相对码、二进制码和多进制码、双相码等几类，不同的码型有不同的信道传输特性和不同的接收方法。对于感应装定系统数据基带传输码型的选择，从同步信号的提取方面考虑，双相码具有双极性归零码的自同步的特性；从信道的交流耦合特性方面考虑，双相码具有比其他双极性码更小的直流分量；从传输带宽方面考虑，由于感应装定的码元速率不是很高，信道本身以及发送、接收电路放大器的带宽都容易满足双相码的传输要求，而且感应装定信号独占信道，不存在利用率低的问题。因此，综合以上三方面的分析，双相码是感应装定系统数据基带传输码型的最优选择。

以上涉及的各种码型都是以矩形脉冲为基础的，矩形脉冲由于上升和下降是突变的，高频成分比较丰富，当这种信号通过带宽有限的信道传输时，波形会在时域中扩展，从而引起码间串扰，严重的时候就会导致误码。因此，矩形脉冲不适合直接进行信道传输，实际系统中应采用更适合于信道传输的波形。传统的数字基带传输系统中是用发送滤波器实现波形变换的，但是随着数字技术的不断发展，已经出现了很多成熟的数字波形合成技术，如PLL，DDS等。数字波形合成技术具有波形精度高、控制灵活方便等优点，因此采用数字合成技术可以获得比滤波器输出更适合信道传输的波形，使波形的大部分频率成分都位于信道的通带内，从而减小码间串扰的影响。

图4.34列出了三种不同的双相码波形，波形（a）表示的是以矩形脉冲为码元波形的双相码，称为矩形双相码；而波形（b）和波形（c）都是以正弦波作为码元波形的双相码，它们是感应装定系统中实际采用的两种波形。从图4.34中可以看出，波形（b）中用一个周期的正弦波表示一个码元，0相位表示数字“0”，π相位表示数字“1”，该波形具有比矩形双相码更集中的频谱特性，高频成分大大减少。由于在码元切换的时候，波形的相位有180°的突变，因此称之为相位突变双相码。波形（c）与波形（b）的不同之处在于：码元切换用一个周期为2倍码元周期的半个正弦波来实现，其相位是连续的，因而称为相位连续双相码。相位连续双相码不但进一步减小了信号的带宽，更重要的是保持了波形相位的连续性，使得发送端功率放大电路的设计更为方便，而相位突变信号经过低通滤波后幅度会发生明显变化，变成非恒定包络的信号，只能是用较低效率的线性功率放大器进行放大，因而限制了高效率非线性功率放大器的使用。

上述相位突变双相码和相位连续双相码两种波形用传统的滤波方式获得是难以实现的，因此在感应装定系统中采用了直接数字频率合成（DDS）技术。相位突变双相码的波形比较简单，只需要在每个码元切换的时刻在相位累加器上增加180°即可。下面重点讨论相位连续双相码的合成方法。(www.xing528.com)

图4.34　双相码波形示意

从波形图4.34（c）可以看出，相位连续双相码每个码元的波形与其本身及前后相邻的码元的取值有关，根据前后相邻码元取值的不同，码元“0”和码元“1”分别有四种不同的波形，而且前半周期和后半周期的频率可能不一样，因此一个码元周期内需要两次更新DDS的控制参数，过程比较复杂。通过对波形的进一步分析可以发现，虽然每个码元的前半周期和后半周期的频率有可能不一样，但是在任意两个相邻码元的前一码元的后半个周期和后一码元的前半个周期内，波形的频率、相位都是保持不变的，而且波形仅与相邻两个码元的取值组合有关。因此，为了控制方便，我们对二进制序列进行码元重组，将两个相邻码元中前一码元的后半个周期和后一码元的前半个周期组成一个新的码元，并用这两个相邻码元取值组合作为新码元的取值，如图4.35所示。码元重组后的序列的码元个数和周期都与原二进制序列一样，只是变成了一个四进制序列，其四个码元00、01、11、10分别对应一个周期和相位都保持不变的码元波形，如图4.35所示。因此，根据重组后的四进制码元序列控制DDS产生相位连续双相码的波形是一种比较简便的方法。

4.6.3.3　编码及解码的实现方法

图4.35　相位连续双相码的码元重组

无论是相位突变双相码还是相位连续双相码，经信道传输后放大、整形后都会得到图4.34（a）所示的矩形双相码，因此解码的方法可以在矩形双相码的基础上讨论。

由于双相码的每个码元中都必有一次电平跳变，因此可以提取此信号作为位同步信号。采样时钟提取过程是，首先对原始波形进行微分运算，取得波形的跳变沿，该跳变沿的间隔为Tb或Tb/2，然后对此信号进行滤波，即可获得周期为Tb的位同步信号。

观察整形后的矩形双相码波形可以知道，正常波形中高低电平持续时间最长是一个码元周期Tb，因此可以设计一个不同于“0”“1”码的特殊波形，使其电平持续时间大于Tb，从而可以区别0、1码而作为帧同步字符。系统中我们采用图示两种波形分别作为相位突变双相码波形和连续双相码波形的帧同步字符。每种波形的周期都是2Tb，当帧末位是0相码元时，同步字符为3/2Tb高电平+1/2Tb低电平；当帧末位为π相码元时，同步字符为2Tb高电平+1/2 Tb低电平，均可以明显地区别0、1码元波形。

当采用上述方式提取位同步信号时，如果接收波形开头是一段连续的“1”码或“0”码，则可能出现同步信号错相的情况，导致取样结果完全相反，错相将持续到波形中的第一个码元跳变或帧同步字符出现时才会得以纠正。因此上述解码方法显然在第一个帧同步字符到达之前也有解码输出，但由于可能出现局部反相工作的现象，因而返回一个不完整帧的解码结果不可信。由于感应装定的数据传输时间窗口非常有限，有效利用第一个不完整帧的解码结果可以降低数据可靠传输所需的最低波特率，因而克服“反相”的编解码方法将会进一步提高数据传输的有效性。