IGBT在光伏发电并网逆变器中的优化应用

1.光伏发电无变压器逆变器

无论采用何种技术，逆变器的基本设计都很明确，且非常相似。其核心就是将直流电压（光伏电池组件）转换成交流电压（可并网）的过程，在转变的过程中，不停地转换直流电的正负极连接，从而形成方向变化的交流电。所以，逆变器的关键部件是桥接开关，这个开关桥的一侧连接输入的直流电源，在另一侧连接交流电网。在工作过程中，只有两个相对的开关可以同时关闭。

如果将此开关桥的开关速度设置成与电网频率相同，则在理论上可以将桥的输出侧与电网连接。但是，由于这样输出的电流是方波，且强度没有变化，因此需要在输出端安装一个具有铁心的电感器，用以将输出电流控制成为正弦波。桥开关的断开由脉冲信号驱动，从而形成与脉冲相关的较小电流分量。这样的电流分量可以对电感器的电流进行控制。脉冲的频率一般为20kHz，这样就完全可以形成50Hz的电流。

对于光伏逆变器来说，还有一个非常重要的设备：输入端的电容器，电容器的作用是储存电能，确保来自发电侧的电流持续一致供给桥接开关，并通过与电网频率同步变化的开关桥并入电网。只有在输入电容器的容量足够大的情况下，才能够保证光伏发电系统的持续、正常运行。

在实际应用中，输入电压的范围具有一定的局限性。对于并网发电应用，其输入电压必须在任何时刻都高于电网的峰值电压。当电网电压的有效值为250V时，达到正常并网要求的发电侧的最低电压应为354V。与标准逆变器的基本设计不同，直接并网逆变器有很多方法来调整或提升输入电压范围。

采用传统逆变器时，每一个都必须与一个单独的或定制的隔离变压器相匹配，不论变压器与逆变器是否集成，情况都是如此。因为隔离变压器的效率通常只有98%～99%，它们最多可以让效能下降2%。

由于体积庞大而且沉重，传统逆变器会限制光伏逆变器系统的设计。采用两个500kW逆变器的系统设计需要在地面上安装逆变器，因为这种逆变器的尺寸和重量较大。即使隔离变压器可以与逆变器相互分离，由于较低的电压与较高的电流使这种安装所导致昂贵的导线成本，每一个逆变器所需要较低的输出电压和多绕组也会限制相互分离的距离。

逆变器运行的稳定性是非常重要的，传统逆变器设计通常采用无阻尼大三角形滤波器，当很多设备并行放置或逆变器需要长传输线时，滤波器可能会导致系统运行的不稳定。而且，如果逆变器被并行放置在同一个柜子里，每一个500kW逆变器由4个较小的125kW单元驱动，那么这种系统就容易受到电气干扰，而且会为整个光伏系统运行带来多个故障点。

相比之下，真正的无变压器逆变器直接固定在建筑物的入口处，甚至是固定在一个尺寸足够大的配电安装板上。由于没有隔离变压器，发电效率可提高1%～2%，在功率为500kW时，可多提供了5kW的输出。此外，直接转变成可用的电压，而不是较低的单极逆变器交流电压，交流电流的降低，可使交流端的配电成本下降。

如果没有一个变压器，逆变器的尺寸更小，重量更轻，为电力集成商在安装和整体系统设计方面提供了更大的自由度。由于重量的限制和必需的加固措施，若在建筑物屋顶安装一个传统的逆变器的成本会很高，若采用无变压器逆变器安装在建筑物的屋顶上（而不是安装在地下室），使其直接与光伏发的配电板连接。这样的设计不仅可以简化直流电布线，而且还能缩短交流配电线的长度而降低相关成本。

无变压器逆变器技术采用电源优化器（LineReactor）和较小的三角形滤波电容。这些较小的三角形滤波电容器也通过一种串联电阻器进行缓冲，从而提高控制系统的稳定性，并且减少并联逆变器之间的相互作用。带有一种单一引擎设计的500kW逆变器也能减少元器件的数量，从而提高整个系统的可靠性。

传统逆变器通过公用线路自干扰（如各种VAR发电）来进行孤岛检测，当与许多逆变器并联时，这种干扰就会在所有逆变器之间产生VAR拍差频率，影响检测的可靠性。多个传统逆变器及它们的大型三角电容器也会产生不稳定性并吸收大量谐波电流。

这些问题都可以通过无变压器逆变器技术来避免，无变压器逆变器可以被并联到一个中压变压器的单独绕组上。每组逆变器仅需要一个独立、标准的1000、1500、2000或2500kVA规格的中压变压器。这就为站点配置提供了众多可能性。由于其电流低于传统逆变器的电流，因此安置逆变器和变压器的方式还有更多灵活选择。

无变压器逆变器的尺寸约为传统逆变器的一半，可直接转换成更高的电压，这就减少了所需占地面积、运输和起重设备成本（加上递增的设备垫板或公用机箱建造成本）以及连接绕组的数量。此外，一个连接到无变压器逆变器的标准配电板可以在无需单独变压器的情况下向追踪器供电。由于变压器减少，系统中的电抗组件随之减少，从而实现最稳定的运行状态。此外，每个逆变器均通过以太网进行自动和独立寻址，从而消除了一切干扰问题。此外，完全被动的反孤岛技术（Anti-islanding Technique）不会干扰带VAR偏差的公用电压，也不会在路线上产生其他瞬态干扰，因此能够实现光伏发电系统高效、稳定运行。

图6-61 单相无变压器式光伏逆变器功能图

2.单相光伏无变压器逆变器拓扑结构

拓扑结构的选择和光伏逆变器额定输出功率有关，对于4kW以下的光伏逆变器，通常选用直流母线不超过500V，单相无变压器式光伏逆变器功能如图6-61所示，单相无变压器式光伏逆变器原理如图6-62所示。

Boost电路通过对输入电压的调整实现最大功率点跟踪，H桥逆变器把直流电逆变为正弦交流电并入电网。上半桥的IGBT作为极性控制器，工作在50Hz，从而降低总损耗和逆变器输出的电磁干扰。下半桥的IGBT或MOSFET进行PWM高频切换，为了尽量减小Boost电感和输出滤波器的大小，切换频率要求尽量高一些，如16kHz。采用功率模块来设计光伏逆变器，可把图6-62所示的拓扑结构上的所有器件集成到一个模块里，可以提供以下优点：

图6-62 单相无变压器式光伏逆变器原理图

1）安装简单，可靠。

2）研发设计周期短，可以更快地把产品推向市场。

3）更好的电气性能。

单相混合型光伏逆变器拓扑如图6-63所示，在图6-63中，上桥臂IGBT的开关频率一般设定为电网频率（例如50Hz），而下桥臂的MOSFET则工作在较高的开关频率下，例如16kHz，来实现输出正弦波。仿真显示，这种逆变器拓扑在2kW额定功率输出时，效率可以达到99.2%。由于MOSFET内置二极管的速度较慢，因此MOSFET不能被用在上桥臂。

由于上桥臂的IGBT工作在50Hz的开关频率下，实际上并不需要对该支路进行滤波。因此对图6-63所示电路拓扑进行优化，可以得到图6-64所示的发射极开路型拓扑。这种拓扑的优点是只有高频电流经过的支路才有滤波电感，从而减小了输出滤波电路的损耗。

在图6-64所示的发射极开路型拓扑中，当下桥臂的MOSFET工作时，与上桥臂IGBT反并联的二极管却由于滤波电感的作用没有工作，这样就可以在上桥臂也使用MOSFET，在轻载时提高逆变器的效率。仿真结果显示，在2kW额定功率输出时，这种光伏逆变器的效率可以提高0.2%，从而使效率达到99.4%。在实际的应用场合中，这种拓扑对效率的提高会更多，因为仿真结果是在假定芯片结温125℃的情况下得到的，但由于MOSFET体积较大，且光伏逆变器经常工作在轻载情况下，MOSFET芯片结温远远低于125℃，因此实际工作时MOSFET的导通阻抗R_ds-on将比仿真时的数值要低，损耗相应也会更小。

图6-63 混合型光伏逆变器拓扑

图6-64 改进的无变压器上桥臂发射极开路型拓扑

这种电路拓扑处理无功功率的唯一方法就是使用Fred-fet，但这些器件的导通阻抗R_ds-on通常都很高。另一个缺点是其反向恢复特性较差，影响无功补偿和双向变换时的性能。但是在某些特殊应用中，如果必须通过无功功率来测量线路阻抗或者保护某些元器件，那么图6-65所示的拓扑将可以满足以上要求。

图6-65所示拓扑结构允许纯无功负载，能够提高对电网的无功补偿，也能满足双向功率流动，例如实现高效电池充电。如果应用肖特基二极管，这种电路拓扑将可以达到更高的效率。

图6-65 适应无功负载的全MOSFET拓朴

为了实现这个目标，必须同时降低模块内部和外部的寄生电感。为了降低模块内部的寄生电感，必须优化模块内部的绑定线，管脚布置以及内部走线。为了降低模块外部寄生电感，必须保证在满足安全间距的前提下，Boost电路和逆变桥电路的直流母线正负两端尽量靠近。

开关管在开关过程中，绑定线的寄生电感会造成驱动电压的降低。从而导致开关损耗的增加，甚至开关波形的震荡。在模块内部，通过给每个开关管配置专有的驱动管脚（直接从芯片上引出），这样就可以保证在驱动环路中不会有大电流流过，从而保证驱动回路的稳定可靠。这种解决方案目前只有功率模块可以实现，单管IGBT还做不到。

3.三相光伏无变压器逆变器拓扑结构

大功率光伏逆变器需要使用更多的光伏电池组和三相逆变输出，三相无变压器式光伏逆变器功能如图6-66所示，最大直流母线电压会达到1000V。

图6-66 三相无变压器式光伏逆变器功能图

标准的三相全桥电路考虑到直流母线电压会达到1000V，那开关器件就必须使用1200V的。而1200V功率器件的开关速度会比600V器件慢很多，这就会增加损耗，影响效率。对于这种应用，一个比较好的替代方案是使用中心点钳位（Neutral Point Clamped，NPC）的拓扑结构，如图6-67所示。这样就可以使用600V的器件取代1200V的器件。

为了尽量降低回路中的寄生电感，最好是把对称的双Boost电路和NPC逆变桥各自集成在一个模块里。对于这种拓扑结构，对于模块的设计要求基本类似于单相逆变模块，唯一需要注意的是，无论是双Boost电路还是NPC逆变桥，都必须保证DC+，DC-和中心点之间的低电感设计。(www.xing528.com)

图6-67 三相无变压器NPC光伏逆变器原理图

有了这两个模块，就很容易设计更高功率输出的光伏逆变器。例如使用两个双Boost电路并联和三相NPC逆变桥就可以得到一个高效率的10kW的光伏逆变器。而且这两个模块的管脚设计充分考虑了并联的需求，并联使用非常方便。

针对1000V直流母线电压的光伏逆变器，NPC拓扑结构逆变器是目前市场上效率最高的。图6-68比较了NPC模块（MOSFET+IGBT）和使用1200V的IGBT半桥模块的效率。根据仿真结果，NPC逆变器的效率可以达到99.2%，而后者的效率只有96.4%。NPC拓扑结构的优势是显而易见的。总而言之，无变压器型逆变器相对体积较小、重量较轻、价格也比较便宜，在很多方面都比变压器型逆变器更具优势。

对于NPC拓扑的三相光伏逆变器也可以做类似的改进，以一相为例，在2kW额定输出时，如图6-69所示的三电平逆变器可以达到99.2%的效率。稍作改动，该拓扑就可以实现无功功率流动。

图6-68 NPC逆变桥输出效率（实线）和半桥逆变效率（虚线）比较

图6-69 三电平逆变器

在输出与直流母线间增加1200V二极管后，可实现无功功率输出的NPC拓扑逆变器如图6-70所示。同时也可以用作高效率的双向逆变器，实现能量的反向变换。为了减小损耗，VD3，VD4推荐使用SiC二极管。但由于1200V的SiC价格过高，图6-71所示的拓扑将会是一种比较好的选择（增加了两个SiC二极管和4个Si二极管）。这种拓扑只使用了两个600V的SiC二极管（VD4，VD6）。VD3和VD5采用快速Si二极管，VD7和VD8采用小型Si二极管，用来防止SiC二极管过电压损坏。

图6-70 可实现无功功率输出的NPC拓扑逆变器

全部采用MOSFET来实现此方案的前提是把MOSFET的体二极管旁路掉，这可以通过把上下半桥的输出端子分开，并配上各自的滤波电感来实现。图6-72所示的电路拓扑可以提高在轻载时的效率，全部采用MOSFET方案和混合型方案在额定功率2kW时的效率比较如图6-73所示。

图6-71 可实现无功功率输出的NPC拓扑逆变器

图6-72 采用MOSFET实现无功功率输出的NPC拓扑逆变器

其效率可以从99.2%提高到99.4%，无功功率由1200V快速二极管通路实现。在选择二极管时，推荐使用SiC二极管，这样可以在反向变换时，达到更高的效率。VD4和VD6采用600V的SiC二极管，另外4个采用快恢复Si二极管的分别输出方式的NPC逆变器拓扑如图6-74所示。

图6-73 全采用MOSFET方案和混合型方案的效率比较

图6-74 采用两个SiC二极管、4个Si二极管和分别输出方式的NPC逆变器拓扑

这些新的拓扑使得逆变器的效率能够达到更高的效率等级，即使在输出功率为0.4kW时，仍然可以达到最高的效率，这也使得可以通过模块并联来进一步提升系统容量。此时可以非常容易地计算出投资回报率，从而也显示出逆变器效率等级在光伏逆变器应用中的重要性。

4.升压+H-桥拓扑光伏逆变器

随着谐振开关电源技术的发展，谐振变换的思想也被用在光伏逆变器中，即构成了谐振型高效逆变器。该逆变器是在DC/DC变换中采用了零电压或零电流开关技术，因而开关损耗基本上可以消除，即使当开关频率超过1MHz以上后，电源的效率也不会明显降低。实验证明：在工作频率相同的情况下，谐振型变换的损耗可比非谐振型变换降低30%～40%。目前，谐振型电源的工作频率可达500kHz～1MHz。

另外值得注意的是，在光伏发电系统中用中小功率逆变器的研究正朝着模块化方向发展，即采用不同的模块组合，可构成不同的电压、波形变换系统。

提出在光伏发电系统采用的中小功率逆变器会采用高频变换电路结构，在一些技术细节上，也会有别于其他场合使用的逆变器，除了追求高可靠、高效率外，还应针对光伏行业的特点，将控制、逆变有效地合二为一，即在光伏逆变器的设计上应具有过电压、欠电压、短路、过热、极性接反等保护功能。这样做不但降低了系统的造价，而且提高了系统的可靠性。

一个重要趋势是采用更高的功率，现在，峰值发电量超过100kW的太阳能发电厂越来越普遍，而较小规模的发电系统也存在这种趋势：平均功率从5kW提高到10kW。

升压+H-桥光伏逆变器拓扑如图6-75所示，是光伏逆变器极为常用的拓扑之一，是一种两级非隔离拓扑。其第一级是升压级，用于把模块的可变输出电压（例如100V～500V）升高到更大的中间电压，后者必须大于实际峰值电压（如230Vxsqrt，或>325V）。该升压级还有一个重要作用，就是为了实现效率最大化，太阳能电池模块必须产生尽可能大的功率，而太阳能电池组件的功率曲线可通过输出电流乘以输出电压获得。功率特性中有一个最大点，被称为“最大功率点”，而这精确位置会随着模块的类型、温度和日照阴影等因素而变化。

图6-75 升压+H-桥光伏逆变器拓扑

利用名为“最大功率点跟踪”或MPPT的软件技术，辅以定制化算法，逆变器的输入级便可跟踪这个最大功率点。逆变器的第二级把恒定的中间电压转换为50Hz的交流电压，再馈入供电网。这个输出与供电网的相位及频率同步。这一级由于与供电网连接，即便在故障状态下也必须达到一定的安全标准。除此之外，还有一个与低压指令（Low Voltage Direc-tive）相关的VDE0126-1-1新草案，该提案要求光伏逆变器在电能质量下降的情况下也应有源支持主供电网，以尽量降低更具普遍性的停电风险。在现有法规限制之下，是可以设计一个在停电时能够实时关断逆变器，以实现自我保护。不过，当光伏发电量在总发电量中占有可观的份额时，如果一遇上停电便直接关断光伏逆变器的话，是可能造成更大规模的主电网停电的，因为这样逆变器便会一个接一个关断，并迅速减少电网中的电能。因此，新的指令草案旨在提高主干配电网的稳定性和电能质量，而代价仅是使逆变器的输出级稍微复杂一点。

光伏逆变器必须可靠，以尽量减小维护和停机检修的成本。这些逆变器还必须具有高效，以尽量增大发电量。有很多方法能够提高升压逆变器的效率，由于升压逆变器可在连续传导模式或边界传导模式（CCM或BCM）下工作，这就衍生出不同的优化方案。在CCM模式中，损耗的一大主因是升压二极管的反向恢复电流；在这种情况下，一般使用碳化硅二极管或Stealth二极管来解决。光伏逆变器常采用的是BCM模式，尽管对这类功率级通常应选择CCM模式，但采用BCM模式的原因在于BCM模式中二极管的正向电压要低得多。而且，BCM模式也具有高的EMI滤波器和升压电感纹波电流。这时，良好的高频电感设计是一解决方案。

采用两个交错式升压级来取代一个升压级是一种新方法，这样一来，流经每个电感和每个开关的电流便能够减半。另外，采用交错式技术，一级上的纹波电流可抵偿另一级的纹波电流，因而可在很宽的输入范围内去除输入纹波电流，如采用FAN9612交错式BCMPFC一类的控制完全能够轻松满足太阳能升压级的要求。

逆变器中的升压开关有两个选择：IGBT或MOSFET。对于需要600V以上额定开关电压的输入级，常常会采用1200V的IGBT，如FGL40N120AND。对于额定电压只需600V/650V的输入级，则选用MOSFET。

输出H-桥级光伏逆变器的设计都采用600V/650VMOSFET，但因为新的草案规范要求输出级以四象限工作，MOSFET虽然内置有体二极管，但相比IGBT中采用的组合封装二极管，其开关性能很差。新型的场截止IGBT能够以10V/ns的速度转换电压，较之以往的产品导通损耗大大改善。这种集成式二极管具有出色的软恢复性能，有助于降低500A/μs以上的高di/dt造成的EMI。对于16kHz～25kHz开关，应采用IGBT，例如飞兆半导体的FGH60N60UFD。

光伏逆变器设计的另一个趋势是扩大输入电压范围，这会导致在相同功率级下输入电流的减小，或相同输入电流下功率级的提高。输入电压比较高时，需要使用额定电压更高（1200V范围内）的IGBT，从而产生更大的损耗。解决这一问题的一个方法是采用三电平逆变器，如图6-76所示。

图6-76 交错式BCM升压+三电平逆变器

采用两个串联的电解电容可把高输入电压一分为二，将中间点与零线（neutralline）连接，这时就可以再采用600V开关了。三电平逆变器可在三个电平间进行转换：+V_bus、0V和–V_bus。这方案除了比采用1200V开关结构的解决方案更有效之外，还有一个优势，就是输出电感大为减小。

[1]1in³=1.6387×10^-5m³