低功率IGBT应用电路实例

1.低功率IGBT在电磁炉中应用实例

电磁炉的主电路如图6-15a所示，220V交流电经桥式整流器变换为直流电，再经电压谐振变换器变换成频率为20～30kHz的交流电。电压谐振变换器是低开关损耗的零电压开关（ZVS）变换器，由微处理器控制功率开关管的驱动信号，完成功率开关管开关的开关过程。

电磁炉的加热线圈盘与负载（锅具）可以看做是一个空心变压器，次级负载具有等效的电感和电阻，将次级的负载电阻和电感折合到初级，可以得到图6-15b所示的等效电路。其中R_A是一次侧电阻反射到二次侧的等效负载电阻；L_A是二次侧电感反射到一次侧并与一次侧电感相叠加后的等效电感。

电磁炉主电路的工作过程可以分成3个阶段，各阶段的等效电路如图6-15c所示。在一个开关管的工作周期中，定义主开关开通的时刻为t₀。

① [t₀，t₁]主开关导通阶段。按主开关零电压开通的特点，t₀时刻，主开关上的电压V_ce=0，则C上的电压V_c=V_ce-V_dc=-V_dc。如图6-15c中①所示，主开关开通后，电源电压V_dc加在R及L支路和C两端。由于C上的电压已经是-V_dc，故C中的电流为0。电流仅从R及L支路流过。流过IGBT的电流I_s与流过L的电流I_L相等。电流I_L按照指数规律单调增加。流过R形成了功率输出，流过L而储存了能量。到达t₁时刻，IGBT关断，I_L达到最大值I_m。这时，仍有V_c=-V_dc，V_ce=0。I_L换向开始流入C，但C两端的电压不能突变，因此，IGBT为零电压关断。

② [t₁，t₂]谐振阶段。IGBT关断之后，L和C相互交换能量而发生谐振，同时在R上消耗能量，形成功率输出。等效电路如图6-15c中②和图6-15c中③所示。

③ [t₂，t₃]电感放电阶段。L中的剩余能量，一部分消耗在R上，一部分返回电源，I_L的绝对值按指数规律衰减，在t₃时刻，I_L=0，L中的能量释放完毕，二极管自然阻断。在V_c=-V_dc即V_ce=0时，主开关已经开通，在电源V_dc的激励下，I_L又从0开始正向流动，重复[t₀，t₁]阶段的过程。

当电磁炉负载（锅具）的大小和材质发生变化时，负载的等效电感会发生变化，这将造成电磁炉主电路谐振频率变化，这样电磁炉的输出功率会不稳定，常会使功率管IGBT过压损坏。为了避免这种情况发生，采用双闭环控制结构和模糊控制方法，使负载变化时保持电磁炉的输出功率稳定。

图6-15 电磁炉的主电路图

a）主电路 b）主电路等效电路 c）各阶段的工作等效电路

2.低功率IGBT在汽车控制电器中应用实例

车用电器必须承受的工作温度范围为-40～+85℃，还必须承受100～240V、0.5J的瞬变电压和80V、50J负载切断瞬变等恶劣环境及其他复杂的工作条件。ZCN0545是车用电器的理想的驱动功率器件。利用ZCN0545驱动车灯和继电器负载的简化电路如图6-16a和图6-16b所示，负载电流可达180mA。图6-16b中的R₁用于抑制继电器关断期间产生的瞬时电压。在这两个电路中，ZCN0545不需要保护元件，既降低了成本，同时又减小了驱动电路所占的空间。

图6-16 驱动车灯和继电器负载的简化电路图

a）驱动车灯 b）驱动继电器负载(www.xing528.com)

3.低功率IGBT在电话机中的应用实例

电话机线路接口易受到浪涌电压和闪电感应瞬变电磁脉冲的冲击，用作叉簧开关的晶体管，其击穿电压范围应在250V～400V，通常功率器件的工作电流为150mA，但瞬变浪涌电流要比工作电流高得多。图6-17所示的电路是电话机接口电路，其中，V1（ZCN0545A）用作接地撤回开关，V2（ZCP0545A）用作挂钩开关。V2的栅驱动通过双极晶体管V3控制。当瞬变电压出现时V3限制V2的漏极电流。采用低功率ZCP0545AIGBT替代MOSFET或PNP/NPN复合晶体管，有助于降低成本，减少元件数量，提高电路的可靠性。电路中BD1是压敏元件，与二极管VD5组成瞬变电压抑制器，对电路具有保护作用。

图6-17 IGBT在电话机接口中的应用电路

4.低功率IGBT在电子镇流器中的应用实例

低功率IGBT作为电子镇流器中的开关器件，具有广阔的应用前景。用IGBT作为功率开关的低成本CFL电子镇流器电路如图6-18所示。脉冲变压器（用磁环线制）T1提供正反馈驱动IGBT，IGBT驱动电路中的R、VD、C元器件用作改善功率器件的动态性能。VD1可采用1N4148小信号高速开关二极管。L₁（3.9mH）和C₅（4.7nF）组成串联谐振电路。在半桥逆变器电路产生振荡之后，LC串联电路发生谐振，在C两端产生一个600～1000V的高压脉冲施加于灯管，将灯启动点燃。在灯管引燃正常工作时，电感L只起限流作用。

图6-18 IGBT为开关的低成本CFL电子镇流器电路

采用MUR180构成高压高速自振荡半桥驱动器驱动，并用IGBT作为开关的CFL电子镇流器电路如图6-19所示。在图6-19中，L₂、C₁₀组成EMI滤波电路，C₁为平滑滤波电容器，R₃和C₇分别为IC1（MUR180）的V_CC启动元件，VD1和C₄分别为自举二极管的自举电容。IC1振荡器频率由R₅和C₅的数值决定（一般f设定于35～45kHz）。R₆（5.6kΩ）为PTC热敏元件，用作灯阴极预热，其特性优劣，直接关系到预热启动效果。只有能够同时满足阴极预热电流、预热时间和开路三种要求，才能实现荧光灯电子镇流器阴极预热启动的规定。在室温下，R₆的阻值较小，输出电流通过灯丝和R₆、C₂及C₅支路，不能产生一个高电压使灯管击穿。约经1～2s后，流过R₆的电流使其温度达130℃左右，呈阻断状态，灯丝加热电流只能通过C₅（4700pF），于是导致L₁与C₅发生串联谐振，在C₅上产生一个足够高的电压施加在灯管两端，将灯启动点燃。

图6-19 IGBT作为开关的CFL电子镇流器电路

对于图6-18、图6-19所示的CFL电子镇流器电路，存在一个缺点，即输入电流谐波含量超过GB/T15144（1994）和GB/T17263（1998）等产品标准的限量要求，功率因数仅约0.6。为克服这一弊端，可以采用功率因数校正（PFC）电路。用MC34262作为控制器和采用IGBT作为开关的升压式功率因数校正（PFC）变换器如图6-20所示。在桥式整流器和22μF/450V的电容器之间，增设PFC预调整器后，不仅可使功率因数提高到0.99，得到与AC输入电压同相位的正弦波AC电流，而且在AC电压从185V～265V变化时，可得到稳定的400V直流输出电压。

图6-20 IGBT作为开关的低成本功率因数校正电路