缓冲电路模型解析

尽管开关器件内部工作机理不同，但对于缓冲电路的分析而言，则只需考虑器件的外特性，IGBT关断时模型可以等效为电压控制的电流源，开通时可以等效为电压控制的电压源。并以图5-54所示的斩波器的缓冲电路为例提出一般IGBT缓冲电路的模型。在分析中，均假定：所有二极管的通态电压降为0；开关器件VT的拖尾电流为0；开关器件VT的通态电压降为0。

图5-53 无源无损缓冲电路拓扑结构

a）MVS b）MVSD c）～f）Non-MVS

1.关断模型

初始状态：VT通态，VDF2反向截止。I_S流经VT和L_S，C_S上的电压为0，L_S上电流为I_S。栅极发出关断信号，经延迟时间，VT上的电流以极快的速度下降到0，这段时间为电流下降时间T_f1。设下降时间开始时刻为零点，在下降时间里，0≤t≤T_f1，则

图5-54 斩波电路

若假定VT中的电流按二次曲线下降，则，若VT的拖尾电流为0，则t=T_f1时第一电压尖峰为

C_S由电流源I_S充电，一直充到C_S上的电压等于V_S。这时，VDF2正向导通，I_S通过VDF2续流；VDS1导通，L_S上的电流流经VDS1。同时，C_S和L_p1+L_p2产生谐振，当L_p1+L_p2中的能量全部转移到C_S中时，IGBT承受第2个电压尖峰V₂为

式中，；L_p1为主回路的杂散电感；L_p2为缓冲回路的杂散电感。

然后是VD_S的反向恢复过程，同时C_S放电，C_S电压最后稳定在V_S。电路进入稳态。

2.开通模型

初始状态，VT断态，VDF2通态。I_S流经VDF2，C_S上电压为V_S，若考虑L_S和VD_S1回路的损耗，则L_S上电流为0。栅极发出开通信号，经过延迟时间，VT上的电压以极快的速度下降到0，这段时间为电压下降时间，记为T_f2。在电压下降时间里有：

式中，i₁、i₂分别为L_p1和L_p2中的电流；V_VT、i_VT分别为VT上的电压和流径VT的电流。

一般假定C_S上的电压在这么短的时间里仍维持V_S，其后，C_S通过R_S和VT放电到0，同时，L_S+L_p1恒压充电直至电流为I_S。这时VDF₂反向恢复并截止，最后电路进入稳态：VT导通，VDF2截止；I_S流经VT和L_S，C_S上的电压为0，L_S中电流为I_S。

采用支路模型无法正确理解三电平电路中的杂散电感，因为杂散电感与回路有关，且回路面积越大，杂散电感越大。用回路模型表示比用支路模型表示更确切，因此，工程上凡是需要抑制过电压或避免电磁干扰的地方，都必须紧缩布线或采用双绞线以减少杂散电感。

根据以上模型可指导设计缓冲电路，首先根据器件功率大小和电路的布局估计L_p1和L_p2，一般以1m²的面积对应1μH来估算；然后根据具体器件的特性，由式（5-13）和式（5-14）确定C_S，由式（5-15）确定L_S；R_S的选择要保证在VT开通时C_S的电压要泄放至0，同时也要综合考虑式（5-15）。

3.谐振电容选择

在谐振电容选择前，应首先确定IGBT驱动的负载电流I_Gmax的最大值、外施电源V的最大值以及要求的开关管电压上升时间T_r。因缓冲电容C₁、C₂配合充放电，取值相同，其大小可以根据下式计算：

电容C₁、C₂、L₁组成的谐振在IGBT开通后工作，其谐振电流为

采用吸收电路时，功率开关器件的典型关断电压波形如图5-55所示。从图5-55中可以看出，初始浪涌电压ΔV₁之后，随着吸收电容的充电，瞬态电压再次上升。第二次上升峰值ΔV₂是吸收电容值和母线寄生电感的函数。为确定ΔV₂的数量级，根据能量守恒定律有

1/2（L_Pi²_c）=1/2（CΔV²₂） （5-18）式中，L_P为母线寄生电感；i_C为功率开关器件的工作电流；C为吸收电容值；ΔV₂为吸收电压峰值。

若给ΔV₂设定限值，那么便能按式（5-18）计算谐振电容：

C=L_Pi²_C/ΔV²₂ （5-19）(www.xing528.com)

4.谐振电感的选择

图5-55 采用吸收电路的典型判断电压波形

由于VD3的作用，C₂、C₁的充放电时间是一个完整谐振周期的1/2。这一时间（复位时间T_S）必须小于可能的开关管最小导通时间，否则，吸收网络将不能完全复位，而且将增大开关管损耗。一旦知道T_s，吸收网络电感量L₁可根据式（5-20）计算：

由式（5-20）可知，谐振电流的峰值为，相对于IGBT的一个开关周期T，其等效的平均电流为，由此可以得到串联电感L₁和二极管的电流参数。另外当开关管导通时，谐振电流流经开关管使吸收网络复位，开关管必须有一定的电流裕量，以调整这个电流。在理想情况下，谐振电感从零充电至预置电流I_X，所需的时间为

而预置电流I_X的选择取决于两个因素，一是要保证续流二极管的软关断，谐振电感的充电时间应略长于主开关上续流二极管的反向恢复时间，二是为了使谐振能够可靠地进行，要大于最大相输出电流I_m一个固定的数量，这样才能使得谐振开始的时候，谐振电感中储存有足够的能量。其经验计算公式为

假定续流二极管的反向恢复时间为600ns，取预置电流的最大充电时间为2000ns=2μs，母线电压510V，预置电流I_X≈180A，所以，电感L的选择为

表5-5给出了三菱公司针对H系列IGBT推荐的吸收电路设计，实验证明也适用于其他公司的IGBT。使用表5-5的两个设定条件是：

1）缓冲电路处理的最大电流为该模块的额定电流I_C，对短路时发生的过大电流已采用降低栅极-发射极电压V_GE，钳位V_GE等办法加以限制。

2）按C型缓冲电路设计的缓冲电容C_S值，是以ΔV₂=100V计算出来的。

表5-5 推荐的吸收电路设计

根据前面的选择，对于额定电流为300A的主功率开关器件，从表5-5中的推荐值可以得出吸收电容的选择应该是0.47μF。考虑到该推荐值为采用RC吸收网络时的选择值，对于吸收电容直接并接在每个功率开关器件两侧的情况，该吸收电容的选择值还可以比这个值小。大功率IGBT电路需要极低电感量的吸收电路，故吸收电容要选择无感电容。

吸收网络中元件的特性是非常重要的。由于电流变化率非常大，吸收电路及其元件内部很小的寄生电感现象几乎可以使网络完全失效。为了减小寄生电感，在设计中应注意以下几点：

1）直流母线要尽量地短。

2）缓冲吸收电路要尽量贴近IGBT。

3）选用无感的突波电容及与IGBT相匹配的快速缓冲二极管。

5.美国CDE公司的电容模块

目前，缓冲吸收电路的制作多用分立件连接，也有用缓冲电容模块直接安装在IGBT上的。显然，后一种方式吸收效果要好。美国CDE公司的缓冲电容模块能充分满足IGBT电路尤其是高频大功率IGBT电路对吸收网络的要求，其SCC型电容模块为两单元无感突波缓冲电容与缓冲二极管一体封装，易于与外接器件构成简单可靠的吸收电路。模块的电容容量0.47～2.0μF可选，直流电压分600V和1200V两档，特点是低介质损耗、低电感量、高峰值电流、缓冲二极管具有极低恢复电荷、防火树脂封装、有导线与外部相连。

吸收网络一般选用小功率快恢二极管，它承受低的平均电流和大的峰值电流。特别的是，二极管必须有较低的恢复电荷，如果恢复电荷过大，电容器中储存的能量将不能保证网络在下一个周期复位。此外，与电容器并联的电感器必须最小化。应通过改变绕组的结构来减小绕组的寄生电容。采取层绕法的寄生电容最大，而分段绕和叠绕技术可以减小绕组的寄生电容。CDE公司的缓冲电容模块有SCT、SCM和SCC三型，其选型参数见表5-6。

表5-6 美国CDE电容参数

1）SCT型电容模块为一单元缓冲电容封装，适用于中、小电流容量的IGBT模块，以吸收高反峰瞬变电压。电容容量范围为0.22～4.7μF，直流电压600V、1000V、1200V、1600V、2000V五档。其特点是，低介质损耗，低电感（<20nH），有自修复能力，防火树脂封装，可直接安装在IGBT模块上。

2）SCM型电容模块为一单元缓冲电容与缓冲二极管封装，适用于中、小电流容量的IGBT模块。根据缓冲电容位置的不同，有P型和N型之分：电容模块中缓冲电容与P母线相连的称P型，与N母线相连的称N型。N型电容模块适合于一或两单元IGBT模块，电容容量范围为0.47μF～2.0μF，直流电压600V、1200V两档。其特点是，低介质损耗，低电感量，缓冲电容与快恢复二极管一体封装，有导线与外接电阻相连，防火树脂封装，可直接安装在IGBT模块上。

3）SCC型电容模块为两单元缓冲电容与缓冲二极管封装，适用于大电流容量的两单元IGBT模块。电容容量范围为0.47μF～2.0μF，直流电压600V、1200V两档。其特点是，低介质损耗，低电感量，高峰值电流，缓冲电容与超快恢复二极管一体封装，有导线与外接电阻相连，防火树脂封装，可直接安装在IGBT模块上。