如何设置IGBT过电流保护？

1.过电流损坏原因

IGBT内部有寄生晶体管，在规定漏极电流范围内，其产生的正偏压不足以使晶体管导通，当漏极电流大到一定程度，正偏压足以使晶体管导通，近而使寄生晶体管开通，栅极失去控制，发生擎柱效应（自锁效应）。此时关断无效，集电极电流很大致使IGBT损坏。当电流还未达到擎柱效应所需电流值时，如果IGBT运行指标超过SOA所限定的电流安全边界，也就工作在了过电流状态下，长时间过流运行造成很高的功耗，损坏器件。在最严重的过电流情况，即短路发生时，电流很快达到额定电流的4～5倍，此时必须尽快关断器件，否则器件将很快损坏。

在IGBT的实际使用上，由于装置的短路事故等原因，会出现IGBT上有过电流流过的情况。一旦这种过电流持续流过，元件自身的温度急剧上升，从而形成永久性的破坏。通常情况，从这种过电流开始流过到造成破坏的时间用“短路最大耐受量”来表示。另外，过电流越小，相对应的短路最大耐受量就变得越高（长）。IGBT自身能限制几倍于额定电流的短路电流，从而实现了在检测出过电流后能够加以充分保护的高短路最大耐受量。

根据IGBT的静态特性，当发生过电流时，V_CE会随电流急剧变大，可以通过检测V_CE的大小来判断是否过电流。当检测到过电流发生时，首先采取降栅压措施，栅压降低以后，电流显著减小。这样一方面可以保护器件，另一方面如果确定是短路需要关闭器件时，不用在相当大电流的基础上执行关断，反而会引入di/dt的问题。当降栅压运行一段时间后，如果电流恢复正常，可以再加上正常的栅压。这样可以有效避免假过电流造成的误保护。但如果电流仍然处于过电流的状态，可以判断是短路故障，应该马上对IGBT进行关断。此时绝对不能快速关断，因为短路时电流非常大，直接关断会在线路寄生电感上产生很大的电压，进而损坏器件。此时应该保证电流变化率不会过大，让栅极电压缓慢降低关断器件。

2.故障电流的种类

在任何运行状态下，功率模块都需要受到保护，以避免其承受不允许的电流应力，也就是说，避免IGBT的运行区超出所给定的安全工作区。超出安全工作区运行将导致IGBT受损伤，其寿命会由此而缩短。情况严重时还会立刻导致IGBT的损坏。因此，最重要的是先检测出临界的电流状态和故障，然后再去恰当地响应。故障电流是指超过安全工作区的集电极或漏极电流，它可以由错误的控制或负载引起。

IGBT因其饱和压降低和工作频率高等优点而成为大功率开关电源等电力电子装置的首选功率器件，但IGBT和晶体管一样，其抗过载能力不高。因此，IGBT必须设有完善的过电流保护电路，故障电流可通过以下机理导致IGBT的损坏：

1）由高功率损耗导致的热损坏。

2）动态雪崩击穿。

3）静态或动态的擎住效应。

4）由过电流引起的过电压。

3.IGBT的过电流保护分类

IGBT的过电流保护电路可分为2类：一类是低倍数的（1.2～1.5倍）的过载保护；一类是高倍数（8～10倍）的短路保护。

（1）过载保护

原则上，IGBT在过电流时的开关和通态特性与其在额定条件下运行时的特性相比并没有什么不同。由于较大的负载电流会引起IGBT内较高的损耗，所以，为了避免超过最大的允许结温，IGBT的过载范围应该受到限制。不仅是过载时结温的绝对值，而且连过载时的温度变化范围都是限制的因素。对于过载保护不必快速响应，可采用集中式保护，即检测输入端或直流环节的总电流，当此电流超过设定值后比较器翻转，封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲，使输出电流降为零。这种过载电流保护，一旦动作后，要通过复位才能恢复正常工作。

（2）短路保护

IGBT能承受短路电流的时间很短，能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关，随着饱和导通压降的增加而延长。如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5μs，而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15μs，饱和压降4～5V的IGBT允许承受的短路时间可达30μs以上。存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路电流同时增大，短路时的功耗随着电流的二次方增大，造成承受短路的时间迅速减小。

原则上，IGBT都是安全短路器件，也就是说，它在一定的外部条件下可以承受短路，然后被关断，而器件不会产生损坏。在考察短路时，要区分以下的两种情况。

1）短路Ⅰ。短路Ⅰ是指IGBT导通于一个已经短路的负载回路中。也就是说，在正常情况下的直流母线电压全部降落在IGBT上。短路电流的上升速度由驱动参数（驱动电压、栅极电阻）所决定。由于短路回路中寄生电感的存在，这一电流的变化将产生一个电压降，其表现为集电极-发射极电压特性上的电压陡降。稳态短路电流值由IGBT的输出特性所决定。对于IGBT来说，典型值最高可达到额定电流的8～10倍。

2）短路Ⅱ。在短路Ⅱ情形下，IGBT在短路发生前已经处于导通状态。和短路Ⅰ情形相比较，IGBT所受的冲击更大。一旦短路发生，集电极电流迅速上升，其上升速度由直流母线电压V_DC和短路回路中的电感所决定。在时间段1内，IGBT脱离饱和区。集电极-发射极电压的快速变化将通过栅极-集电极电容产生一个位移电流，该位移电流又引起栅极-发射极电压升高，其结果是出现一个动态的短路峰值电流I_C/SCM。在IGBT完全脱离饱和区后，短路电流趋于其稳态值（时间段2）。这期间，回路的寄生电感将感应出一个电压，其表现为IGBT过电压。

在短路电流稳定后（时间段3），短路电流被关断。此时换流回路中的电感L_K将在IG-BT上再次感应一个过电压（时间段4）。IGBT在短路过程中所感应的过电压可能会是其正常运行时的数倍。为保证IGBT安全运行，必须满足下列重要的临界条件：

① 短路必须被检测出，并在不超过10μs的时间内关闭IGBT。

② 两次短路的时间间隔最少为1s。

③ 在IGBT的总运行时间内，其短路次数不得大于1000次。

IGBT的技术资料表明，IGBT在10μs内最大可承受2倍的额定电流，但是经常承受过电流会使器件过早老化，故IGBT的过电流保护电路的设计原则为

1）当过电流值小于2倍额定电流值时，可采用瞬时封锁栅极电压的方法来实现保护。

2）当过电流值大于2倍额定电流值时，由于瞬时封锁栅极电压会使di/dt很大，会在主回路中感应出较高的尖峰电压，故应采用软关断方法使栅极电压在2～5μs的时间内降至零电压，至最终为-5V的负电压。

3）采用适当的栅极驱动电压。

基于上述思想，驱动过电流保护电路现分为分离元件过电流保护电路和模块过电流保护电路。短路Ⅰ和短路Ⅱ均将在IGBT中引起损耗，从而使结温上升。在这里，集电极-发射极电压的正温度系数有着一个优点（对漏源电压也同样适用），它使得稳态短路期间的集电极电流得以降低。

4.过电流保护检测电路

为了实现IGBT的过电流保护，必须进行过电流检测。适用于过电流检测方法通常是采用霍尔电流传感器直接检测IG-BT的集电极电流I_C，然后与设定的阈值进行比较，采用比较器的输出去控制驱动信号的关断；也可以检测过电流时IGBT的集电极-发射极极电压V_CE，因为管压降含有短路电流的信息，过电流时V_CE将增大，且基本上与I_C呈线性关系，故检测过电流时的V_CE并与设定的阈值进行比较，采用比较器的输出控制驱动电路的关断，也可完成过电流保护。

图5-7所示为过电流检测的位置，表5-1对各种过电流检测的位置对应的特征

图5-7 过电流检测的位置

和可以检测出的内容进行了说明。设计中应根据实际电路的需要选择过电流检测电路。

表5-1 过电流检测的位置与检测内容

（1）用电阻或电流互感器构成的检测过电流电路

用电阻或电流互感器构成的检测过电流电路如图5-8a及图5-8b所示，可以用电阻或电流互感器一次侧与IGBT串联，检测IGBT集电极的电流。当有过电流情况发生时，控制单元断开IGBT的输入，达到保护IGBT的目的。

如前所述，由于需要对IGBT进行短时间内的保护，因此应将从检测出过电流到完成关断为止各电路的动作延迟时间设计为最小。另外，由于IGBT的关断时间极短，如果用通常的驱动信号来切断过电流，则集电极的电压上跳变大，IGBT有可能被过电压损坏。因此，应在切断过电流时，使IGBT软关断。

（2）检测IGBT的V_CE（sat）电压的过电流检测电路

检测IGBT的V_CE（sat）电压的过电流检测电路如图5-8c所示，因V_CE（sat）=I_{CRCE（sat）}，当IC增大时，VCE（sat）也随之增大，若栅极电压为高电平，而V_CE为高，则此时就有过电流情况发生，此时与门输出高电平，将过电流信号输出，控制单元断开IGBT的输入，达到保护IGBT的目的。图5-9所示为采用检测V_CE（sat）的短路保护电路实例。

图5-8 集电极过电流检测电路

a）用电阻检测过电流

b）用电流互感器检测过电流

c）用V_CE（sat）检测过电流

d）通过负载电流检测过电流

该电路通过VD1对IGBT的集电极-发射极间电压进行监视，当在导通的时段中IGBT的集电极-发射极间的电压超出VS设定的电压时即作为短路状态被检测出来，则V1开通、V2关断、V3关断。此时，栅极存储的电荷通过R_GE缓慢放电，从而抑制了IGBT关断时产生过大的尖峰电压。一些IGBT驱动用混合式IC内置了与此相同的短路保护电路，能够实现电路设计的简化。

（3）检测负载电流的电路

检测负载电流的电路与图5-8a中的检测方法基本相同，但图5-8a属直接法，检测负载电流属间接法，如图5-8d所示。若负载短路或负载电流加大时，也可能使前级的IGBT的集电极电流增大，导致IGBT损坏。由负载处（或IGBT的后一级电路）检测到异常后，控制单元切断IGBT的输入，达到保护IGBT的目的。

图5-9 检测V_CE（sat）的短路保护电路

由IGBT构成的逆变器中的故障电流可以在电路的不同节点检测，对被检测到的故障电流的反应现象也各不相同。故障电流若是在IGBT功率模块内部被检测到，并由IGBT功率模块内的驱动器直接关断，IGBT的总响应时间可能只有数十ns。

若故障电流检测位于IGBT功率模块之外，则故障电流信号首先被送至逆变器的控制电路，并从控制单元发出触发故障反应程序，这一过程被称作慢保护。此过程甚至还可以由逆变器的控制调节系统来处理（例如，系统对过载的反应），但使IGBT的总响应时间延长。

图5-10所示为一个电压型逆变电可能检测到故障电流的测试点示意图。故障电流的检测可以作如下划分：

过电流可在①～⑦点检测；桥臂直通短路可在①～④和⑥、⑦点检测；负载短路可在①～⑦点检测；对地短路可在①、③、⑤、⑥点检测，或通过计算①与②点电流之差而得到。原则上，IGBT短路保护要求具有快速性，以在驱动电路的输出端实现直接控制，原因是在短路发生后IGBT功率模块必须在10μs之内关闭。为此，故障电流可以在检测点③、④、⑥和⑦处检测。

在①～⑤点测量故障电流可以通过测量分流器或测量用电流互感器来实现，采用测量用分流器检测过电流的检测方法简单；要求低电阻（10～100mΩ）、低电感的功率分流器；测量信号对干扰高度灵敏；测量信号不带电位隔离。采用电流互感器检测过电流远比分流器复杂；与分流器相比较，测量信号不易受干扰；测量输出信号与一次电路电气隔离。

在测试点⑥和⑦检测故障电流可以直接在IGBT的端子处进行，在这里保护方法可以是检测（间接测量）V_CEsat，或是镜像电流检测。镜像电流检测采用一个传感器检测一小部分IGBT单元电流的办法来反映主电流（直接测量），镜像电流检测的原理电路图如图5-11所示。

一个镜像IGBT中，一小部分的IGBT单元和一个用于检测的发射极电阻相结合，并联接于主IGBT的电流臂上。一旦导通的集电极电流通过测量电阻，便可以获得其电流检测值。在R_Sense=0时，两个发射极之间的电流比等于理想值，为镜像IGBT单元数与总单元数之比。如果R_Sense增大，则测量电路中导通的电流将因测量信号的反馈而减小。

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图5-10 电压型逆变器故障电流的检测点

图5-11 故障电流的检测

a）镜像电流法 b）V_CE（sat）检测

因此，电阻R_Sense应被控制在1～5Ω的范围内，以便获得足够精确的集电极电流测量结果。如果用于关断的电流门限值只是略大于IGBT功率模块的额定电流，那么在IGBT导通期间，因为反向续流二极管反向恢复电流峰值的作用，电流检测必须关闭（在硬开关电路中）。检测电阻趋于无限大时（R_Sense→∞），则其测量电压等于集电极-发射极饱和电压。因此，将镜像电流检测转化为V_CE（sat）检测。

5.过电流和短路保护措施

一旦发生短路，IGBT的集电极电流增加到超过设定值，则C-E间的电压急剧增加。根据这种特性，可以将短路时的集电极电流控制在一定的数值以下，但是在IGBT上仍然有外加的高电压、大电流负荷，必须在尽量短的时间内解除这种负荷。同时，根据IGBT的短路耐受能力，从发生短路起到电流切断为止的容许时间也受到限制。

IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几μs至几十μs。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率di/dt过大，由于漏感及引线电感的存在，将导致IGBT集电极过电压，该过电压可在器件内部产生锁定效应使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。因此，当出现短路过电流时，必须采取有效的保护措施。

在短路电流出现时，为了避免关断电流的di/dt过大形成过电压，导致IGBT锁定无效和损坏，以及为了降低电磁干扰，通常采用软降栅压和软关断综合保护技术。在检测到过电流信号后首先是进入降栅保护程序，以降低故障电流的幅值，延长IGBT的短路承受时间。在降栅压动作后，设定一个固定延迟时间用以判断故障电流的真实性，如在延迟时间内故障消失则栅压自动恢复，如故障仍然存在则进行软关断程序，使栅压降至0V以下，关断IGBT的驱动信号。由于在降栅压阶段集电极电流已减小，故软关断时不会出现过大的短路电流下降率和过高的过电压。采用软降栅压及软关断栅极驱动保护，使故障电流的幅值和下降率都能受到限制，过电压降低，IGBT的电流、电压运行轨迹能保证在安全区内。

IGBT的短路电流和栅压有密切关系，栅压越高，短路时电流就越大。在短路或瞬态过流情况下若能在瞬间将V_GE分步减少或斜坡减少，这样短路电流便会减小下来，当IGBT关断时，di/dt也减小。集成驱动电路如EXB841或M579xx系列都有检测V_CE电路，当发现欠饱和时，栅压钳位到10V左右，增大V_CE，限制过电流幅值，延长允许过电流时间。短路允许时间t_SC和短路电流I_SC同栅极电压V_GE的关系如图5-12所示。

在设计降栅压保护电路时，要正确选择降栅压幅度和速度，如果降栅压幅度大（比如7.5V），降栅压速度不要太快，一般可采用2μs下降时间的软降栅压，由于降栅压幅度大，集电极电流已经较小，在故障状态封锁栅极可快些，不必采用软关断；如果降栅压幅度较小（比如5V以下），降栅速度可快些，而封锁栅压的速度必须慢，即采用软关断，以避免过电压发生。

图5-12 IGBT的t_SC和短路电流I_SC同栅极电压V_G的关系

（1）慢降栅压的电路

降栅压旨在检测到器件过电流时，马上降低栅压，但IGBT器件仍维持导通。降栅压电路设有固定延时时间，当故障电流在这一延时期内被限制在一较小值，则降低了故障时IGBT器件的功耗，延长了IGBT器件抗短路的时间，而且能够降低IGBT器件关断时的di/dt，对IGBT器件保护十分有利。若延时到达后故障信号依然存在，则关断IGBT器件，若故障信号消失，驱动电路可自动恢复正常的工作状态，因而大大增强了保护电路的抗干扰能力。

降栅压方法只考虑了栅压与短路电流大小的关系，而在实际过程中，降栅压的速度也是一个重要因素，它直接决定了故障电流下降的di/dt。慢降栅压技术就是通过限制降栅压的速度来控制故障电流的下降速率，从而抑制器件的dv/dt和V_CE的峰值。慢降栅压的具体电路如图5-13所示。

正常工作时，因故障检测二极管VD1的导通，将a点的电压钳位在稳压二极管VS1的击穿电压以下，晶体管V3始终保持截止状态。V通过驱动电阻R₅正常导通和关断。电容C₂为硬开关应用场合提供一很小的延时，使得V导通时V_CE有一定的时间从高电压降到通态压降，而不使保护电路动作。

图5-13 实现慢降栅压的电路

当电路发生过电流和短路故障时，V上的V_CE上升，a点电压随之上升，到一定值时，VS1击穿，V3导通，b点电压下降，电容C₁通过电阻R₁充电，电容电压从零开始上升，当电容电压上升到约1.4V时，晶体管V4导通，栅极电压V_GE随电容电压的上升而下降，通过调节C₁的数值，可控制电容的充电速度，进而控制V_GE的下降速度；当电容电压上升到稳压二极管VS2的击穿电压时，VS2击穿，V_GE被钳位在一固定的数值上，慢降栅压过程结束，同时驱动电路通过光耦输出过电流信号。如果在延时过程中，故障信号消失了，则a点电压降低，V3恢复截止，C₁通过R₂放电，d点电压升高，V4也恢复截止，V_GE上升，电路恢复正常工作状态。

（2）故障电流的降低

通过降低或限制高额故障电流，特别是在短路和低阻抗的对地短路情况下，IGBT功率模块可以获得更好的保护。在短路Ⅱ情形下，高dv_CE/dt引起栅极-发射极电压上升，进而产生一个动态的短路过电流，短路电流的幅度可以通过栅极-发射极电压的钳位来降低。

除了限制动态短路过电流外，稳态的短路电流也可以通过减小栅极-发射极电压的方法来减小。这一方法将减小短路期间IGBT功率模块的损耗，同时由于需关断的短路电流较低，过电压也随之降低。其原理如图5-14所示，这一保护技术可以将IGBT功率模块的稳态短路电流限制在额定电流的3倍左右。

6.IGBT故障电流限制电路

通过限制故障电流强度延长IGBT的短路耐受时间，同时，由于限制了故障电流，关断电压瞬变被降低了，这是一种可取的副作用，特别是在较高的电流模块中。此外，负面的米勒效应也被有力地均衡了。在容易产生噪声的系统中，这是一种独特并且理想的结构。这种电路并不需要外接直流电源；并且结构简单，可将其集成于IGBT模块或将其用于栅极驱动和模块之间的接口。这种电路通过检测故障并降低栅极电压而工作，降低的栅极电压限制了故障电流的强度并因此而延长了短路耐受时间。

图5-14 通过降低栅极-发射极电压来限制短路电流

如果装置持续短路，大电流产生的功耗将会导致温升的产生。由于其短的时间常数，模块的温度上升极其迅速。如果模块温度超过硅片本征温度（250℃），器件将失去阻断能力，使得依靠栅极控制的保护方式不再可行。而降低故障电流幅值能够限制IGBT模块的功耗，从而延长故障耐受时间，IGBT可能在短路状况下长时间工作。

图5-15 具有FCLC的IGBT驱动电路

在图5-15所示电路中，齐纳二极管VS1用于产生所需的钳位电压。快速二极管VD1被用作故障检测元件，其额定电压与被保护的IGBT相同。二极管VD2用于阻断负的断态栅极偏压。V1（MOSFET）用于控制电路的（开通/关断）工作状态。电阻R_G、R₁、R₂和R₃用于产生需要的时间常数t₁，t₁的计算式如下：

t₁=[（R_G+R₁+r₂）R₃/（R_G+R₁+R₂+R₃）]×C_iss （5-1）

式中，C_iss为MOSFET的输入电容。

本电路利用集电极-发射极电压（V_CE）检测技术来检测短路故障发生，在IGBT仍然处于关断状态时，二极管VD1反向偏压。栅极驱动开始对V1的栅极以时间常数τ₁决定的速率充电。调整这个时间常数以使V1栅极电压至少在IGBT完成开启过程之前维持在比其阈值低的值。

当电路处在正常情况下时，栅极驱动电压加在栅极和发射极上，当V_CE超过栅极阈值时，IGBT开始导通。在开通瞬态结束时，V_CE降低至通态压降水平。此过程完成的持续时间在0.1～2μs之间（取决于IGBT的特性以及负载电流幅值）。

如果此导通过程正常进行，V_CE将降低至通态压降水平。当V_CE低于栅极信号电平（如15V）时，二极管VD1正向偏压，a点的电势开始随着V_CE一同降低。当开启过程即将完成时，a点的电压降低至几伏。在上述情况下，调整电阻R₁和R₂以保持MOSFET栅极电压低于其阈值电平。

如果IGBT出现短路，当电源电压被强加在集电极和发射极两端时，V_CE保持在关断状态电平。二极管VD1则保持反向偏压，且MOSFET栅极的电势继续朝由栅极电压和电阻R₁、R₂、R3的相对值决定的电平上升。这些电阻在上述情形下保证V1的开通。一旦V1被开通，IGBT栅极信号便被保持在较低的电压；该电压主要由齐纳二极管VS1的雪崩电压决定。

通过将栅极电压保持在一较低的电平，故障电流幅值被降低，因此，IGBT模块的功耗被降低。降低损耗最直接的作用是延长了器件短路耐受时间。在FCLC（实时上限监管电路）的作用下，故障电流从400A降低至230A，而能耗也由10μs内的1.35J降低至0.8J。

在一些经常产生窄而幅值大的电流尖峰的应用中，如电动机电缆的电容电流或噪声引发的贯通瞬变，电平必需被限制以使栅极电压降低。这种瞬态如果被认为是一种非破坏类型，其必须不能对可能引起系统崩溃的保护电路产生不利影响。因此，钳位电压应维持在足够高的水平，以允许电路在此瞬态过去时能够不被自锁。钳位电压的值由已知的任何应用所给出的最大估计负载电流所决定。IGBT栅极电压应该足够高以便器件在仍处于饱和状态的情况下仍能提供足够负载电流。在实际应用中，最大负载电流会明显低于峰值额定电流，这将允许使用低得多的钳位电压，从而延长短路耐受时间。

故障可能在IGBT处于导通状态时发生，在发生故障前，IGBT正通过感性负载电流。V_CE从低通态电压迅速地上升到直流阻断电压。二极管在此时反向偏压；正如先前出现的情况一样，IGBT栅极信号开始为MOSFET输入电容充电，而二极管VD1的恢复电流将加快此过程。最终，IGBT栅极电压在较短时间内被限制；在这种故障类型下这是一个有利的影响，因此没有必要延迟电路反应。事实上，更快的电路反应有助于减少不利的米勒效应。

在故障结束时，IGBT电流还原为负载电流；V_CE恢复至通态电压水平；二极管VD1恢复为正向偏压状态；钳位电路被关断。栅极电压恢复至初始值且工作可不受阻碍地继续进行。如果栅极钳位电压降低至一个过低的水平，IGBT将不能承受负载电流并且V_CE即使在瞬态故障消失以后也仍将保持在较高水平，FCLC在这种状态下将保持锁闭以使IGBT维持在“伪”故障状态。这个过程将保证主要保护电路的误触发以及电路的关断行为。通过选择适当的钳位电压可以避免干扰导致保护动作。可以看到随着钳位栅极电压的降低，IGBT的短路耐受时间可以显著地延长，这使慢速主保护电路的应用变得可能。

图5-16所示的电路能消除MOSFET的选择问题，VS2被用来抵消IGBT的通态压降（无论此压降可能会有多高）。通过这种方式，当IGBT有最坏的负载电流通过时，VS1栅极的电压也仍将低于其栅极阈值电压，并且，钳位电路将保持在关断状态。

图5-17所示的电路是FCLC的二阶派生电路，逐步降低栅极电压以延长短路保护时间。在第一阶段后，也即诊断阶段后，通过V2的运行，栅极电压电平被进一步降低，V2触发的时间常数τ₂由R₄、R₅和C₂的值决定；C₂是MOSFET输入电容与外部离散电容之和。

图5-16 改进的具有FCLC的IGBT驱动电路

图5-17 具有二阶派生FCLC的IGBT驱动电路

在一些应用中，也许需要在第一阶段即诊断阶段后就完全关断IGBT。这个目标可通过降低钳位电压至一低于IGBT栅极阈值电压水平来实现。仅通过选择合适的钳位电压，IBGT故障电流便可被控制并且短路耐受时间也可被延长。在IGBT的正常运行不受影响的情况下，降低故障电流除了能明显减少硅片损耗外，还有助于减小器件锁闭的可能性并能降低关断过电压的幅值。如果故障电流是瞬态型，电路恢复栅极信号并且电路也将正常工作，该电路仅消耗较小的由栅极信号自身产生的能量。

7.过电流保护典型电路

（1）集中过电流保护

所谓集中过电流保护，就是通过检测逆变桥输入直流母线上的电流，当该电流值超过设定的阈值时，封锁所有桥臂IGBT的驱动信号。图5-18所示为集中过电流保护的原理图，电流检测点放在直流侧，检测元件采用日本HINODE公司的直测式霍尔效应电流传感器HAP8-200/4，用以检测直流侧电压的瞬时值。HAP8-200/4需要±15V的供电电源，额定电流为±200A，饱和电流在450A以上，额定输出电压为±4V，di/dt响应时间在10μs以下。在正常情况下，集中过电流保护电路的输出OC为高电平，一旦直流母线电流超过设定的阈值，比较器LM311的输出状态将由高电平变为低电平，经过R₂，C₂的延迟，OC将由高电平变为低电平，这个低电平的信号将使封锁电路动作，封锁逆变桥所有IGBT的驱动信号。R₂、C2组成的延迟电路是为防止封锁电路误动作而采取的抗干扰措施。

（2）分散过电流保护

分散过电流保护是通过检测逆变桥各个桥臂上的电流，当该电流超过设定的阈值时，封锁该桥臂IGBT的驱动信号。图5-19所示为分散过电流保护的原理图，当栅极驱动电压不变时，IGBT的饱和压降V_CE（sat），将随着集电极电流I_C的增大而增大，通过查阅三菱1200VIGBT的产品手册可知，V_CE（sat）与I_C的关系可由如下经验公式表示出来：

图5-18 集中过电流保护原理图

图5-19 分散过电流保护电路原理图

式中，I_ced为IGBT的额定电流；V_CE=15V；T_j=25℃。

通过监测V_CE（sat），就可以判断IGBT是否过电流。在图5-19中，M57962L通过快恢复二极管VD1及稳压管VS来监测V_CE（sat），当M57962L输入侧光耦导通后，并且当V_AE=V_CE（sat）+VVD1^+VVZ超过阈值V^＊_AE后，将开始软关断，M57962L的输出电压将从正栅压逐渐下降到负栅压。图5-19所示电路电参数为V_EE=10V，V_CC=15V时，阈值V^＊_AE=9.5V，并且当V_EE不变时，V_CC每增加1V，V^＊_AE也将加1V。可以看出，改变稳压管VS的稳压值可以改变分散保护过电流阈值。在实际应用中其参数为V_CC=15V，V_EE=-10V，VD为ERA34-10，其管压降为0.5V，V_VZ=5V，在此参数时分散过电流保护的电流阈值为3倍的额定电流。