IR2110集成驱动器的优化方案

IR2110是一种双通道高压、高速电压型功率开关器件栅极驱动器，具有自举浮动电源，驱动电路非常简单，只用一路电源可同时驱动上、下桥臂。但IR2110芯片有它本身的缺陷，不能产生负压，在抗干扰方面比较薄弱。

1.IR2110主要特点及功能原理

IR2110采用14端DIP封装，引出端排列如图4-20a所示。内部功能原理框图如图4-20b所示。IR2110各引出端功能分别是：1脚（LO）是低端输出通道；2脚（COM）是公共端；3脚（VCC）是低端固定电源端；5脚（VS）是高端浮置电源偏移端；6脚（VB）是高端浮置电源端；7脚（HO）是高端输出通道；9脚（VDD）是逻辑电路电源端；10脚（HIN）、11脚（SD）、12脚（LIN）均是逻辑输入；13脚（VSS）是逻辑电路地电位端外加电源端，其值可以为0V；4端、8端、14端均为空端。

IR2110驱动器由逻辑输入、电平转换、保护、上桥臂侧输出和下桥臂侧输出等单元电路构成。逻辑输入端采用施密特触发电路，以提高抗干扰能力。输入逻辑电路与TTL/COMS电平兼容，其输入引脚阈值为电源电压V_DD的10%，各通道相对独立。由于逻辑信号均通过电平耦合电路连接到各自的通道上，容许逻辑电路参考地端（VSS）与功率电路参考地（COM）之间有-5V～+5V的偏移量，并且能屏蔽小于50ns的脉冲，这样便具有较理想的抗噪声效果。两个高压MOS管构成的推挽驱动器的最大灌入或输出电流可达2A，上桥臂通道可以承受500V的电压。输入与输出信号之间的传导延时较小，开通传导延时为120ns，关断传导延时为95ns。V_CC典型值为15V，逻辑电源和模拟电源共用一个15V电源，逻辑地和模拟地接在一起。输出端设有对驱动器电源的欠电压保护，当小于8.2V时，封锁驱动输出。

IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS工艺制作，具有独立的高端和低端输出通道；浮置电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V，dv/dt=±50V/ns，在15V下的静态功耗仅有1.6mW；输出的栅极驱动电压范围为10～20V，逻辑电源电压范围为5～15V，逻辑电源地电压偏移范围为-5V～+5V。

图4-20 IR2110引出端排列和内部功能原理框图

a）引出端排列 b）内部功能原理框图

2.IR2110的电气特性

（1）额定值

IR2110驱动器的电气特性额定值见表4-9。

表4-9 IR2110电气特性额定值

（2）推荐工作条件

IR2110驱动器的推荐工作条件见表4-10。

表4-10 IR2110推荐工作条件

（3）IR2110驱动器的优点

IR2110驱动器具有以下优点：

1）自举悬浮驱动电源可同时驱动同一桥臂的上、下两个开关器件，驱动500V主电路系统，工作频率高，可以达到500kHz。

2）具有电源欠电压保护关断逻辑。

3）输出用图腾柱结构，驱动峰值电流为2A。

4）两通道设有低压延时封锁（50ns）。

5）芯片还有一个封锁两路输出的保护端SD，在SD输入高电平时，两路输出均被封锁。

IR2l10的优点给实际系统设计带来了极大方便，特别是自举悬浮驱动电源大大简化了驱动电源设计，只用一路电源即可完成上下桥臂两个功率开关器件的驱动。

3.驱动电路的抗干扰技术

（1）电平钳位

IR2110不能产生负偏压，如果用于驱动桥式电路，在半桥电感负载电路下运行，处于关断状态下的IGBT，由于其反并联二极管的恢复过程，IGBT将承受集电极-发射极间电压的急剧上升。此静态的dv/dt通常比IGBT关断时的上升率高。由于电容密勒效应的影响，此dv/dt在集电极-栅极间电容内产生电流，流向栅极驱动电路，如图4-21所示。虽然在关断状态时栅极电压V_GE为零，由于栅极电路的阻抗（栅极限流电阻R_g，引线电感L_g），该漏电流使V_GE增加，趋向于V_GE（th）。最恶劣的情况是使该电压达到阈值电压，该IGBT将被开通，导致桥臂短路。IR2110驱动输出阻抗不够小，沿栅极的灌入电流会在驱动电压上加上比较严重的毛刺干扰。

图4-21 dv/dt对IGBT栅极电路的影响

针对IR2110的不足，在实际应用中需对驱动电路进行了改进，其改进方法是在栅极限流电阻上反并联一个二极管，但此方法在大功率下效果不太明显。对于大功率IGBT可采用如图4-22所示的电路，在关断期间将栅极驱动电平钳位到零电平。在桥臂上管开通期间驱动信号使VT1导通、VT2截止。上管关断期间，VT1截止，VT2基极因高电平而导通，将上管栅极电位拉到低电平（晶体管的饱和压降）。这样，由于电容密勒效应产生的电流从VT2中流过，栅极驱动上的“毛刺”可以大大减小，下管同理。

图4-22 带电平钳位的IR2110驱动电路

（2）负压电路(www.xing528.com)

图4-23 IR2110负压产生电路

在大功率IGBT驱动电路设计中，各路驱动电源独立，集成驱动芯片一般都有产生负压的功能，如EXB841系列、M57957系列等，在IGBT关断期间在栅极上施加负电压，一般为-5V。其作用也是为了增强IGBT关断的可靠性，防止由于电容、密勒效应而造成IGBT误导通。IR2110芯片内部虽然没有产生负压的功能，但可以通过外加几个无源器件来实现产生负压的功能，如图4-23所示。在上、下管驱动电路中均加上由电容C₅和C₆、5V稳压管VS1和VS2组成的负压电路。其工作原理为电源电压V_CC为20V，在上电期间，电源通过R₁给C₆充电，C₆上保持5V的电压，在LIN为高电平时，LO输出高电平20V，这时加在下管VT2栅极上的电压为20V-5V=15V，IGBT正常导通。当LIN输入为低电平时，LO输出0V，此时VT2栅极上的电压为-5V，从而实现关断时所需的负压。对于上管VT1，HIN输入高电平时，HO输出20V，加在VT1栅极上的电压为15V。当HIN为低电平时，HO输出0V，VT1栅极为-5V。由于IGBT为电压型驱动器件，所以负压电容C₅、C₆上的电压波动较小，维持在5V，自举电容上的电压也维持在20V左右，只在下管VT2导通的瞬间有个短暂的充电过程。IGBT的导通压降一般小于3V，负压电容C₅的充电在VT2导通时完成。对于C₅、C₆的选择，要求大于IGBT栅极输入寄生电容C_iss。自举电容充电电路中的二极管VD1必须是快恢复二极管，应留有足够的电流余量。此电路与一般的带负压驱动芯片产生负压原理相同，直流母线上叠加了5V的电压。

（3）自举电容及栅极限流电阻选取

自举电容用一个大电容和一个小电容并联使用，在频率为20kHz左右的工作状态下选用1μF和0.1μF并联，并联高频小电容用来吸收高频毛刺干扰电压。主电路上管的驱动波形峰顶不应出现下降的现象，驱动大容量的IGBT器件时，在工作频率较低的情况下要注意自举电容电压稳定性问题，故应选用较大容量的电容。

选择适当的栅极限流电阻对IGBT驱动相当重要，因IGBT的开通和关断是通过栅极电路的充放电来实现的，因此栅极将对IGBT的动态特性产生极大的影响。数值较小的栅极电阻使栅极电容的充放电较快，从而减小开关时间和开关损耗。同时较小的栅极电阻增强了IGBT器件的耐固性，避免dv/dt带来的误导通，但与此同时它只能承受较小的栅极噪声，并导致栅极-发射极之间电容同驱动电路引线的寄生电感产生振荡问题。另外较小的栅极电阻还使得IGBT开通di/dt变大，会导致较高的dv/dt，增加了反向恢复二极管的浪涌电压。在低频应用情况下，开关损耗不成为一个重要的考虑因素，栅极电阻增大可以提供较慢的开通速度，这时应当考虑栅极的瞬态电压和驱动电流。对于不同电流容量的IGBT，其栅极限流电阻有不同的取值。一般是功率越大的IGBT栅极电阻越小，同时对栅极驱动电路的布线也有严格要求，引线电感应尽可能小。在实际应用中应根据具体的情况作调整，选取最合适的值。

采用IR2110设计IGBT驱动电时，对上述提出的几种IR2110驱动电路的抗干扰措施（电平钳位电路，负压产生电路和栅极电阻的选取），在实际应用中，应根据具体的应用情况采用不同的抗干扰措施。

4.IR2110典型应用

（1）IR2110在BUCK变换器中的应用

图4-24所示为采用IR2110在BUCK变换器中的应用电路。对自举电容的初始充电是由V_CC电源通过电感和滤波电容进行的。为了确保对自举电容充电电压不超过V_SS（20V）的限制，这个LC谐振电路的Q值应是足够小。如果Q值不是足够小，就应在自举二极管支路串联一个电阻或在自举电容上并联一个齐纳二极管。

图4-24 IR2110在BUCK变换器中的应用电路

如果电路工作在连续电流模式，则电源对自举电容的充电就在续流二极管的导通期间进行。在电流不连续模式中，如果续流二极管的导通期间非常短，电源对自举电容的充电就通过滤波元件与负载来进行。在图4-24所示电路中，1μF去耦电容与11、12和13脚应在同一点接地，并与功率部分的接地的接地点分开。

（2）IR2110在双正激变变换器中的应用

图4-25所示为用IR2110在双正激变换器中的应用电路，由于续流二极管的导通时间变得非常短，为了确保自举电容C₁开通及在后续周期内充满电荷，电路中增加了三个元器件R₁、VT3和VT4。当VT1和VT2截止，VT4也截止，VT3饱和导通，将电容C₁一端对地接通，使C₁和C₂能很快充电充到15V左右。当VT1和VT2导通时，TV4也导通，使VT3截止，从而使电容C₁对地一端与VT1管的发射极等电位，C₁维持15V不变，C₁对地电位举高，保证VT1管栅压高于发射极电压，保证VT1饱和导通。

（3）IR2110在三相桥式电机驱动电路中的应用

IR2110在三相桥式电机驱动中的应用电路如图4-26所示，在电路设计时要严格注意布局设计，这是由于波形中di/dt分量比较大，三组开关工作互为120°。应特别注意，离共地点最远的驱动器会在IR2110的2脚和参考地之间承受最大的电压降。另外，还应注意当无刷直流电机锁定转子在桥的一臂断开情况下长时间工作时，在IR2110的5端上出现的不同电压，此时自举电容可能会放电，其结果是造成高端功率管在接受信号时并不工作，而低端功率管仍然在工作。为避免这种情况发生，可采取以下措施：

图4-25 IR2110在双正激变换器中的应用电路

图4-26 IR2110在三相桥式电机驱动的应用电路

1）如果电极在某一段时间不起作用，控制逻辑首先开通低端功率管。

2）当不需要导通时，控制电路要有一很窄的“正常”占空比。

3）如果一电极在有限的和已知的时间不用，可根据这段时间来选取自举电容的大小，以维持这段时间的电荷。

如果桥路是感应电机驱动的一部分，使用PWM技术合成的正弦波，每一电极在低频时以零或非常窄的占空比通过较长的时间间隔，自举电容应能保持足够的电荷来确保这段时间内不必充电。

在图4-26所示的电路中，高压母线和逻辑电路之间的绝缘是由IR2110反偏结来保证，这些结构中如有一个结击穿都会对其余部件引起严重后果，为了避免发生这样的问题，可用光耦合器或脉冲变压器来做隔离元件。

（4）IR2110在全桥变换器中的应用

采用两片IR2110驱动的全桥变换器电路如图4-27所示。在该电路中，变换器低端与IR2110的关闭端设有电流检测电路。该电流检测电路的具体工作方法与变换器所要求的PWM的技术、电源精度要求、有无负电源等有关。电路的关闭功能是锁定的，这样可以保证在负载电流通过IGBT内部二极管衰减后，IGBT仍保持断开的状态，锁定只有在下个周期开始时才能复位。

图4-27 采用两片IR2110驱动的全桥变换器电路

在图4-27所示电路中的寄生电感，在开关快速工作时引起高的di/dt，并在IGBT上产生过冲电压，在电源与功率管间加去耦电容可减小这种不良影响，但在电路布局时最好能紧密排列，减少电路中寄生电感。这些寄生电感加上续流二极管的正向恢复效应，将引起电源电压的来回摆动（例如VS端上的电压可能会低于COM端的电压），VS端上的电压可低到-4V，这是最低极限，如果超过这个极限，就会引起高端通道工作的不稳定。

IR2110的开通与关断传输延迟时间是接近匹配的（失配时间不大于10ns），开通传输延迟时间比关断传输延迟时间长25ns，这就保证了功率管在工作时不会发生重迭导通，为了更加安全起见，可在功率管的栅极上设置一电阻和二极管网络，这些电阻和二极管网络可进一步延迟功率管的导通而对其关断没有影响，这就相当于增加了死区时间。

IR2110的10脚接低电平，可得到正负半周全占空输出。输出采用调制或方波可通过电路的2脚来选择，2脚悬空或接高电平为调制脉冲输出，2脚接低电平为方波输出。