高压IGBT模块介绍

新一代3300V的1200A的IGBT模块，仍保持IGBT模块的典型特性，即损耗低、噪声小和短路耐量大的特性。其饱和压降与1600V的产品差不多，通过降低50%左右的短路电流而实现其与1200V/1600VIGBT相比有较好的短路耐量。另外，由于栅极输入和反馈电容的变化，新一代高压型IGBT表现出不同的输入特性。这在设计栅极驱动时务必加以考虑。由于栅极采用RC回路（阻容回路），故单位时间里电流和电压的变化量（di/dt和dv/dt）可以被独立地调整，从而实现在IGBT和二极管的安全工作区里的开关损耗降到最小。

1.可靠的短路耐量

短路耐量是IGBT最重要的性能之一，短路电流被限定在额定电流的8～10倍，导致耗散功率大量提升，比如一个2kV/12kA的IGBT，损耗将达到24MW。故对于高压型的IGBT来说，必须通过减少短路电流（I_sc）来实现降低损耗的目的。对于3300V的IGBT来说，其应用电路直流侧电压的典型值大约在1500～2000V之间，为1600V的IGBT两倍，所以为了得到与1600V的IGBT相同的损耗，必须减少其电流，这可以通过采用优化的高压元胞设计，把短路电流减少到其额定电流值的5倍，以实现与1600V的IGBT有相同损耗。

2.动态传输特性

IGBT的元胞设计已考虑了输入和反馈电容的影响，因为它们对器件的动态传输特性有重要影响。这说明在相同的驱动条件下，高压型IGBT与1200V和1600V的开通情况是大不相同的。

（1）IGBT的开通情况

IGBT的开通过程按时间可以分为以下四个过程：

1）当栅极-发射极电压V_GE小于阀值电压V_Th时，其栅极电阻R_G和栅极-发射极电容C_GEI的时间常数决定这一过程。当器件的集电极电流I_C和集电极-发射极电压V_CE均保持不变时，C_GEI就是影响其导通延迟时间t_don的唯一因素。

2）当栅极-发射极电压V_GE达到其阀值电压值时，开通过程进入第二阶段，IGBT开始导通，其电流上升速率di/dt的大小与栅极-发射极电压V_GE和器件的跨导g_fs的关系为di_C/dt=g_fs（I_c）×dv_GE/dt；其中，dv_GE/dt由器件的栅极电阻R_G和栅极-发射极电容C_GEI所决定（对于高压型IGBT来说，栅极-集电极电容C_GC可忽略不计）。

3）第三阶段从集电极电流达到最大值I_Cmax（FWD的逆向峰值电流I_RM加上负载电流I_L）时开始，克服反向电压V_R使二极管截止，此时IGBT的集电极-发射极电压V_CE开始下降，随着V_CE的下降，电压可控的栅极-集电极之间的场电容容抗C_GC成近百倍增大。当栅极-发射极驱动电压保持恒定时，所有的栅极电流对场电容C_GC放电。因此，本阶段的导通受栅极电阻和场电容的时间常数所影响。该时间常数决定器件的电压变化速率dv_CE/dt并对器件的导通损耗造成很大的影响。

4）开通之后，器件进入稳定的导通状态。

（2）对di_C/dt和dv_CE/dt的控制

场电容增加，栅极-发射极电容减少，这样的IGBT若使用常规栅极驱动，将导致di/dt值的增加和dv/dt值的减少。di/dt的增大引起在FWD反向恢复期间器件承受较高的压力，以及由二极管的恢复可能出现较高的负di/dt值，从而在杂散电感的作用下导致器件过电压。而低的dv/dt值引起高的开关损耗。因而唯有通过改变栅极电阻R_G的大小才能化解di/dt与dv/dt之间的冲突。R_G的取值应保证di/dt的调节始终处于器件的安全工作区内，但这样一来dv/dt的值就会很低，导致不能接受的开通损耗。因此，解决的方法是采用“RC”栅极驱动，即在IGBT的栅极-发射极之间再接入附加电容C_GE。通过该电容来调节上述开通第二过程中栅极-发射极电压和电流变化率di/dt的上升，不过，C_GE对开通的第三过程没什么影响，因为没有引起dv_GE/dt的改变。dv_CE/dt升高使得器件的开通损耗减少，控制栅极电阻使FWD上的dv/dt的变化值不超过其临界值。栅极电阻R_G确定之后，就可通过调节外接的C_GE来设定合适的di/dt值。采用“RC”栅极驱动时，di/dt的设定值约为5kA/μ^s，而不同的dv_CE/dt值由不同的RC值所决定。适当地选择RC值可使器件的开通损耗大量降低甚至超过50%。

3.高压IGBT的驱动条件

高压IGBT和二极管在开关速度上都有其局限性。当di_F/dt为续流二极管FWD的限值时，则关断时IGBT的dv_CE/dt值为其最大值。当然可以通过改变IGBT的栅极驱动条件来调节这两个限值的变化。FWD的截止受IGBT开通的驱动条件控制。关断时务必保证IGBT处于其安全工作区内。为了独立控制开通时的dv/dt、di/dt及关断时的dv/dt，必须采用三个无源组件，采用标准的±15V的栅极驱动时，可以通过开通栅极电阻R_on（调节dv_on/dt）、关断栅极电阻R_off（调节dv_off/dt）和栅极-发射极电容C_GE（调节dI_on/dt）来调节IGBT/FWD限值的变化斜率。电容C_GE对IGBT关断时的di/dt影响很小。

受高压IGBT和高压FWD的安全工作区限制，而采用带三个无源组件（R_on，R_off，C_GE）的“RC”栅极驱动，通过调节来控制电压和关断电流斜率的变化。不同的输入和传输特性所引起的在栅极-发射极和栅极-集电极之间的容抗变化率，可由采用“RC”栅极驱动方案得以补偿。(www.xing528.com)

4.第4代IGBT采用的新技术

由于IGBT高频性能的改进，可将驱动电路、保护电路和故障诊断电路集成在一起，制成智能功率模块，一般情况下采用电压触发。通过采用大规模集成电路的精细制作工艺并对器件的少数载流子寿命进行控制，新一代功率IGBT芯片已问世。与第1代产品相比，在断态下降时间及饱和电压特性上均有较大的提高。而新型IPM采用第4代IGBT，使模块的性能得以大幅提高，第4代IGBT在开发中主要采取以下几项新技术。

1）FWD技术。在模块中选用降低正向电压（V_F）的二极管器件，在600V和1200V系列产品的应用中，逆变器载波频率为10kHz时产生的损耗与第三代同系列产品相比降低20%。

2）蚀刻模块单元的微细化技术。采用蚀刻模块单元的微细化技术使第4代IGBT控制极的宽度（L_H）已达到最佳化设计，故集电极、射极之间的饱和电压V_CE（sat）可降低0.5V，使开关损耗降低。

3）NPT技术。采用NPT技术使载流子寿命得到控制，从而减少开关损耗对温度的依存性。这样，可减少长期使用过程中的开关损耗。

对于IGBT这类高速开关的要求无非是高速性和柔性恢复性。对于正向电压V_F和恢复损耗E_rr二者相比，在设计时宁可选择较高的V_F值。但当选用高V_F值而开关在低频工作时，将会使FWD的导通时间加长并使平均损耗增加，也使开关的温升提高。为此第4代IGBT特别注意到设计最佳的电极构造，从而改善了V_F、E_rr关系，使FWD的V_F降低0.4V～0.5V，总损耗减少20%。

5.P系列NPT型IGBT模块的特点

P系列IGBT模块采用NPT工艺制造，比PT型IGBT模块有更多的优越性，特别适用于变频器、交流伺服系统、UPS（不间断电源）、焊接电源等领域，其显著特点如下：

1）电流额定值是在T_c=800℃时标出的。

2）P系列NPT-IGBT模块的V_CE（sat）与温度成正比，易于并联。

3）开关损耗的温度系数比PT型IGBT小，当结温升高时，其开关损耗比PT型IGBT模块增加的少，因此P系列IGBT模块更适合高频应用。

4）P系列的1400V系列IGBT模块可用于交流380～575V的功率变换设备中。

5）在P系列NPT型IGBT模块中，尤其是1400V模块比PT型IGBT有更大的安全工作区，反偏安全工作区（RBSOA）和短路安全工作区（SCSOA）都为矩形。其RBSOA可达额定电流的2倍，SCSOA可达额定电流的10倍。因此，吸收电路可大大地简化，同时，短路承受能力也大大提高。

6）低损耗、软开关，P系列NPT型IGBT模块的dv/dt只有普通模块的1/2，大大降低了EMI（电兼干扰）的噪声。