提升多电平变换器性能的方法：零共模PWM+变开关频率

零共模PWM存在开关损耗倍增以及谐波大幅度增加的问题，这些缺点可以通过开关频率这个自由度来改善，鉴于变开关频率的基本原理与实现方法在前面章节有详细介绍，相同部分不再赘述。这一小节重点阐述加入变开关频率算法后对零共模PWM的性能改善。

零共模PWM的纹波预测模型是基于戴维南等效电路而不是抽取单相模型的方法，因为该调制方式一共只有7个矢量，不像普通三电平需要建立27个戴维南等效电路；除此之外，零共模PWM在每个载波周期有两个脉冲，加大了单相模型的复杂程度。图7-27所示为四种典型矢量的瞬态电路以及A相的戴维南等效电路模型。四种等效电路的电感电压即电流变化率可由式（7-4）-式（7-7）计算，其中V_sum表示三相电压的总和，一般认为三相平衡电压之和为零。

图7-27 四种典型矢量的瞬态电路与A相的戴维南等效电路

a）ooo b）pon c）opn d）npo

其他各矢量以及B、C两相的电流纹波变化率与上述四种情形类似。因此，将各种情形下的纹波变化率的表达式总结于表7-2中，其中i_k表示k相的电流，V_k表示k相的电压。从表7-2可以看出电流变化率只与该相钳位到直流母线的位置有关，与其他两相的钳位状态无关。这一结论证明了用戴维南等效电路预测该调制方式的电流纹波是十分简单的。

表7-2 各种情形下的电流纹波

图7-28所示为MATLAB/Simulink仿真提取的高频电流纹波与基于预测模型的电流纹波峰值对比，两者的高度吻合证明了预测模型的准确性。基于准确的零共模PWM的纹波预测模型，变开关频率的零共模PWM（零共模VSFPWM）的算法就可以生成，其控制过程在前面章节已有叙述。需要注意的是，零共模VSFPWM算法中，PWM的产生是基于载波比较，因为简单易实施，但是纹波预测则因为戴维南等效模型的简便性而基于电压空间矢量。

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图7-28 仿真的电流纹波与预测的纹波峰值对比

有两种模式的零共模VSFPWM可以应用：一种是基于纹波峰值控制的VSFPWM1；另一种是基于纹波均方根值控制的VSFPWM2。零共模VSFPWM1主要用来减小开关损耗，如图7-29所示，开关频率在3.8～10kHz之间变化，相比于原先固定的10kHz，开关损耗可降低约30%（这里的损耗是基于datasheet数据的粗略估算，用以定量说明变化。）

零共模VSFPWM2主要用来降低差模传导EMI。在直流电压为200V、调制比为0.9、负载为0.5mH电感和9.7Ω电阻的实验条件下，零共模PWM的谐波含量为11.99%。为了得到相同的THD，可以将每个载波周期的均方根值控制为0.85A，此时的THD约为12.07%。图7-30是开关频率的变化范围，开关损耗基本与原先持平，甚至略有下降。图7-31所示是差模传导EMI对比，在比较宽的频谱范围内有10dB的衰减，个别点甚至达到十几分贝，极大地降低了EMI峰值，从而可以降低EMI滤波器的体积，提高系统的功率密度。

图7-29 零共模VSFPWM1的开关频率变化

图7-30 零共模VSFPWM2的开关频率变化

图7-31 零共模PWM和零共模VSFPWM2的传导EMI对比（见文后彩插）