技术研究：多电平变换器的变开关频率PWM

与并联变换器对应的是多电平变换器。如6.1节所述，多电平变换器可以通过空间矢量合成与多重载波比较的方法实现PWM。利用多电平变换器更多的开关组合自由度，PWM方式也比普通两电平变换器更加丰富，可以优化和改善的性能指标也更多。有关空间矢量合成的改进型PWM策略在下一章的共模抑制方法中介绍，而本节主要以三电平电压型变换器为例介绍基于载波比较的多电平变换器变开关频率PWM技术。

三电平电压型变换器采用的主要拓扑结构包括图6-3的二极管钳位型（NPC）三电平变换器、图6-4的T形三电平变换器、图6-5的维也纳型整流器以及图6-6的飞跨电容型三电平变换器。这些拓扑结构有所不同，应用场合也不尽相同。但是从输出电压的外特性看，都是每相端口相对于直流母线中点切换于正、负和零三种电平的电压。采用载波比较型PWM就是图6-13所示的多重载波比较的方法。

与两电平变换器类似，三电平变换器也会因为输出电压的脉冲序列特性与负载电压连续特性的差异产生电流纹波；也会因为输出脉冲的高频特性产生电磁干扰；也会因为器件环流过程中开关损耗的累加产生功率损耗和效率的降低。因此，对以三电平变换器为代表的多电平变换器，也可以设计如第5章所介绍的变开关频率PWM。

但是多电平变换器的变开关频率PWM并不能简单地直接由两电平变换器的方法直接得到。由于输出电压特性从两电平变为了多电平，而载波由单一变为了多重，不论是预测还是实现都会有所变化。为了研究多电平变换器的变开关频率PWM，首先需要建立多电平变换器的电流纹波预测模型。

图6-29所示是三电平电压型变换器的输出相电压与输出电流纹波在一个开关周期内的仿真波形，直流母线电压为400V。可以看出，输出电压V_a在0和-200V之间切换而V_b和V_c都是在200V和0之间切换。整个开关周期仍然分为7段，每一段对应固定的三组输出电压，因此电流纹波也分为七段折线。但是由于每段电压可能会增加，简单套用之前两电平的电流纹波预测方法不能实现，因此需要寻求新的方法。

首先建立等效电路模型。与第4章中一样，可以通过每个开关矢量对应的戴维南等效电路求出电感上的电压降与占空比之间的关系，从而导出di/dt表达式进而得到每一段开关电流纹波折线，从而预测出每个开关周期的电流纹波。不过和两电平变换器相比，三电平变换器的开关矢量由8个增加到了27个。针对每个开关矢量做戴维南等效电路变得复杂很多。因此，第4章中介绍的另一种方法：抽取单相等效电路模型的方法就成为三电平变换器电流纹波预测的主要参考方法。图6-30所示是三电平变换器的电流纹波预测等效电路，与第4章的图4-24是类似的，只是端口电压模型由正负电压切换的两电平模型变为了正负零切换的三电平模型了。之后采用的抽取单相方法也类似可以得到电感上的电压降了。

图6-29 三电平电压型变换器的输出相电压与电流纹波仿真结果

图6-30 三电平变换器的电流纹波预测等效电路

图6-31 三电平变换器电流纹波预测在每个开关周期的计算流程

由于输出电压的多电平特性，本节再借鉴第6章中介绍移相PWM的电流纹波预测中类似的方法，得到如图6-31所示的流程框图。在每个开关周期中，输入三相占空比d_a、d_b和d_c，首先判断每个占空比的正负，决定它们各自与上载波比较还是与下载波比较；再根据比较结果决定输出电压为正、负母线电压或者零，以及每个电平作用的时间；此时，一共得到了3组脉冲，包括了3个上升沿以及3个下降沿在内一共6个沿及其作用的时刻，将它们按大小顺序列出来，就是图6-29中的六段虚线；所有相邻两个沿之间的对应电压可以得到判断，加上最边沿两段，一共七段电压都可以得到；因此，可以计算得到七段对应的di/dt以及作用时间；最后根据电流纹波等于七段折线，就得到了此开关周期内的电流纹波预测结果。

图6-32所示为一个基波周期内三相电流纹波的仿真结果，以及用如上方法实时预测得到的电流纹波在每个开关周期的最大和最小值。与第4章一样，电流纹波仿真结果是通过从电流的仿真结果中剔除基波分量得到的。可以看出，三相电流纹波预测的最大和最小值与电流纹波仿真结果的包络线很好地重合在一起，证明了上述预测方法的准确性和有效性。

图6-32 三相三电平变换器电流纹波仿真与预测比较

通过三相电流纹波实时预测，就可以设计三电平变换器的变开关频率PWM策略。由于三电平变换器与两电平变换器在开关频率与电流纹波关系上是一致的，所以实现变开关频率PWM的结构也是一致的，如图6-33所示。根据每个开关周期内三相电流纹波峰值的最大值，调节开关周期长度使三相电流纹波峰值的最大值等于电流纹波峰值要求。

根据图6-33所示的方法，针对一个典型的三电平变换器，根据电流纹波峰值要求设计变开关频率PWM。仿真结果如图6-34～图6-38所示。图6-34所示是固定开关频率PWM和变开关频率PWM的开关频率比较。为了满足电流纹波峰值的要求，固定频率PWM需要开关频率达到10kHz，而变开关频率PWM的开关频率在4.6～10kHz之间变化，节省了约25%的开关损耗。图6-35所示为变开关频率PWM下的参考电压与载波。三电平变换器采用了双重载波的模式，可以看到上下两组载波在时域内每个周期都在同步变化，开关频率也在变化。由于采样也应用了和开关同步的控制，参考电压在每一段开关周期内是固定值。

图6-33 三电平变换器基于电流纹波峰值的变开关频率PWM控制框图

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图6-34 开关频率变化仿真结果

图6-35 变开关频率PWM下的双重三角载波与参考波仿真结果

通过图6-35的载波与参考波的比较，可以实现变开关频率的三电平相电压输出。将a、b两相的输出线电压进行采样，如图6-36所示。线电压呈现五电平输出。局部放大可以明显看出，五电平线电压输出开关频率也在变化。在这种情况下，输出三相电流如图6-37a所示。去除基波电流分量，得到三相电流纹波如图6-37b所示。由于采用了电流纹波峰值控制的方法，三相电流纹波仍然控制在虚线所示的电流纹波峰值范围以内。

由于采用了变开关频率PWM，开关能量不再集中在某次固定开关频率的整数倍附近，EMI峰值也会得到改善。仿真结果如图6-38所示，变开关频率PWM可以实现EMI峰值近10dB的衰减。

图6-36 输出线电压波形仿真结果

图6-37 变开关频率PWM仿真结果

a）三相电流 b）三相电流纹波

在三电平实验平台上按流程图编写变开关频率PWM的控制程序，最终得到的实验结果也有效地证明了之前的结论。图6-39所示为三电平变换器输出电流纹波的实验结果。图6-39a是采用固定开关频率PWM的结果，可以看出，为了满足电流纹波峰值要求，开关频率不得不按照最恶劣点设计，但是大部分区域开关频率实际上不必要那么高。图6-39b是采用变开关频率PWM的电流纹波，仍然可以控制在虚线所示的范围之内，只是更加密集。图6-40所示为两者的开关频率，变开关频率PWM可以降低30%的平均开关频率。同样，由于开关频率的变化，传导EMI也得到了明显的改善，如图6-41所示。

图6-38 三电平变换器变开关频率PWM与固定开关频率PWM的EMI对比仿真结果

图6-39 实验得到的三电平变换器输出电流纹波

a）固定开关频率PWM b）变开关频率PWM

图6-40 开关频率实验结果

图6-41 传导EMI比较实验结果