高压变频器主电路设计

1.高压变频器需要解决的主要问题

由于功率器件受到电压等级限制，为了获得高电压、大功率，需将功率器件串、并联使用。但如果变频器的SPWM 逆变主电路，单纯依靠开关器件的串、并联来实现，则会出现如下问题：

（1）串、并联器件的静态和动态均压电路会导致系统复杂，损耗增加，效率下降。

（2）输出只有2 个电平，电压波动大，会产生较大的谐波和过高的电压变化率du/dt，引起电动机绕组绝缘过早老化，并对附近的通信或其他电子设备产生强烈的电磁干扰。

（3）开关器件在串、并联技术上的不确定因素会使逆变器的可靠性明显下降。

即使功率器件不受电压等级技术条件的限制，用双电平逆变器实现高压输出，也存在输出电压波动大的问题。图3.22 所示为拓扑结构，通常称为双电平逆变器。

图3.22　双电平逆变器

如果采用高-低-高方式，如图3.23 所示，由于中间环节可以使用低压通用变频器，虽然能避免开关器件的静态和动态均压问题，但是存在中间低压环节电流大、效率低、占地面积大等缺点。如果将多个低压大容量逆变器并联，通过变压器升压获得高压大功率，输出电压波形可以接近正弦波，但是也存在效率低、动态性能不高和占地面积大等问题。

图3.23　高-低-高方式

综上所述，人们希望高压逆变器在直接实现高压变换的同时，又能使输出电压波形接近正弦波，这就是高压变频器需要解决的主要问题。

2.多电平电压源型逆变器

在高电压、大容量、交-直-交电压源型变频调速系统中，为了减少开关损耗和每个开关承受的电压，进而改善输出电压波形，减少转矩脉动，多采用增加直流侧电平的方法。1980 年日本长冈科技大学首次提出了三电平逆变器技术，这种逆变器结构（图3.24）既避免了开关器件串联引起的动态均压问题，又可降低输出谐波和电压变化率du/dt，功率开关器件可采用GTO、IGBT 或IGCT 等，图3.24 所示的功率开关器件是由IGBT 组成的。

图3.24　三相二极管钳位三电平逆变器主电路

在三电平逆变器的基础上，经过多年的研究，后来又出现了五电平、七电平和九电平逆变器。从多电平逆变器主电路拓扑结构来看，主要有3 种拓扑结构，即二极管钳位式（Diode-clamped）、电容钳位式（Flying-Capacitors）和独立直流电源串联式（Cascaded-Inverters with Separater-DC Sources）。在实际应用中，最为成熟的是三电平或五电平逆变器，因此在满足性能指标的前提下，不宜追求过高的电平数目。

3.三电平逆变器结构原理图

图3.24 所示为一个三相二极管钳位三电平逆变器主电路的基本结构图，其中分压电容C1与C2相同，所以每个电容上电压均为E/2。D1、D2为每个桥臂的2 个钳位二极管； T1～T4为每个桥臂的4 个大功率开关器件，其中每两个器件同时处于导通或关断状态，从而得到不同开关状态组合及相应的输出电压。由图3.24 可以看出，当T1、T2导通和T3、T4关断时，逆变器U 相输出电压为+E/2 （直流母排正端对电容中点O 的电压），即P 状态； 当T3、T4导通和T1、T2关断时，输出电压为-E/2，即N 状态； 当T2和D1导通，或T3和D2导通时，输出电压为0，即C 状态，通过钳位二极管的导通把U 点钳位在O 点上，如表3.1 所示。(www.xing528.com)

表3.1　三相二极管钳位三电平逆变器开关状态

钳位二极管的作用，使每相输出电压在±E/2 之外又多了另一电平0，线电压则有五个电平即±E/2、±E 和0，如图3.25 所示。而在图3.22 所示的两电平电路中，相电压主要为两电平即±US和0。比较图3.25 和图3.22 可以看出，电平的增加可使输出电压波形接近正弦波。

图3.25　三电平逆变器输出线电压波形

此三电平电路的每一相都有P、C、N 三种输出状态，如果把U 相的三种状态与V、W两相的三种状态组合，就有了33=27 种状态，如表3.2 所示。在表3.2 中，第1 字母代表U相输出状态，第2 字母代表V 相输出状态，第3 字母代表W 相输出状态。

表3.2　三电平逆变器输出状态

一般规定，每相的开关状态只能从P 到C、C 到N，或者从N 到C、C 到P，不能直接从P 到N 或者从N 到P； 每个大功率开关器件的开关状态变化次数越少越好。因此，这种电路直通误触发危险性很小，适用于大功率逆变器。

4.五电平逆变器结构原理图

当要求变频器的输出电压比较高时，可采用五电平逆变器。图3.26 （a）所示为一个二极管钳位式五电平逆变器主电路，其工作原理与三电平逆变器相似，其开关状态如表3.3 所示，其相、线电压波形如图3.27 所示。

这种结构的优点是在器件耐压相同的条件下，能输出更高的交流电压，适合制造更高电压等级的变频器。其缺点是用单个逆变器难以控制有功功率传递，存在电容电压均压问题。

图3.26 （b）所示为一电容钳位式五电平电路结构图，这种电路利用跨接在串联开关器件之间的串联电容进行钳位，工作原理与二极管钳位电路相似，输出波形与图3.27 所示波形相同。该电路在电压合成方面，对于相同的输出电压可以有不同的选择，比二极管钳位式具有更大的灵活性。这种开关组合的可选择性，为这种电路用于有功功率变换提供了可能性。但是对于高压大容量变频系统而言，在给变频器带来因电容体积庞大而占地面积大、成本高的缺点外，还会带来控制上的复杂性和器件开关频率高于基频的问题。

图3.26　五电平逆变器

表3.3　二极管钳位式五电平逆变器开关状态

图3.27　五电平逆变器相、线电压波形

二极管钳位和电容钳位的逆变器电路，都存在由于直流分压电容充、放电不均衡造成的中点电压不平衡问题。中点电压的增减取决于开关模式的选择、负载电流方向、脉冲持续时间及所选用的电容等。中点电压不平衡会引起输出电压的畸变，必须加以抑制。主要手段是根据中点电压的偏差，采用不同开关模式和持续时间的选择以抑制中点电压的偏差。