电路方案分析与优化

1.电路方案

基于控制器NCP1014芯片8W的LED吸顶灯驱动电路如图4-7所示。

图4-7　8W的LED吸顶灯驱动电路

LED厨房吸顶灯的驱动指标如下：电源的AC输入电压为90～265V，输入功率为10.6W，输出功率为8W，效率约为75%，最大输出电压（开路电压）是22V，输出电流为630mA。驱动电路的负载为一个内装4个串联在一起的表面贴装LED，每个LED的额定电流是700mA（正常工作电流是630mA）。

在图中，R1为可熔电阻，C1、L1和C2为EMI滤波器，D1～D4桥式整流器，变压器T1、D7、C8、C9，Rsense、Q1及U1等组成DC/DC反激式转换器。连接在T1初级绕组T1A两端的R2、C3和D5，组成RCD钳位电路。T1C、D6、C4、R3和C5组成U1的偏置电路。D7、C8、C9为输出整流滤波电路，R10和C10提供高频滤波和放电通限制输出电压。Rsense、Q1、U2、C6等形成反馈电路。D8限制输出电压。Q2、R12～R15和D9组成模拟调光电路，调节R13，可以改变LED亮度。C7是T1初、次级之间的“Y”电容。

2.功率因数电路分析

这里需要注意的是，在典型离线式反激电源转换器中，大多使用全波桥整流加大电容的电路实现AC-DC的转换。全桥整流的每两个线路周期内线路功率降低，直到零，然后上升至下一个峰值；而大电容作为储能元件，则可以填补相应所缺失的功率，为开关稳压器提供更加恒定的输入，维持电能流向负载。但是这种配置的功率利用率或输入线路波形的功率因数较低。

在前面已经介绍过典型的无源PFC方案，即填谷式PFC。虽然填谷整流器提高了线路电流的利用率，但并未给开关稳压器提供恒定的输入。提供给负载的功率会有较大纹波，达线路电源频率的2倍。需要指出的是，这些二极管及多个电解电容增加了方案成本，降低了可靠性，并占用了可观的电路板面积。

另外一种方案是在反激转换器前采用有源PFC方案，这种方案提供典型性能高于0.98的优异功率因数，但增加了元件数量、降低了效率及增加了复杂性，最适用的功率电平远高于本应用的功率电平。

与传统电路不同的是，上图电路中的桥式整流器输出端，并未连接一个平滑电容器（容量一般为10～47μF），因此，反激式变换器的DC输入高压，是频率为线路频率2倍的正弦半波电压。因为整流的AC电压未经大容量电容器充、放电平滑，整流二极管的导通角接近180°，AC输入电流大体仍为正弦波形。能量传送到负载，将跟随电压与电流之乘积，呈现正弦平方形状。负载上的波纹也为AC电路频率的2倍，这与“填谷式无源PFC电路”很相似。在一个AC电路半周期内，借助于NCP1014反馈输入引脚FB上47μF的大电容C6，使反馈环路响应时间变缓，保持反馈输入电平基本不变，则可以实现较高的功率因数。不附加任何专门电路，也可以获得不低于0.7的高功率因数，满足DOE能源之星固态照明（SSL）光源标准要求。

3.漏极保护电路分析

在反激式开关电源中，由于变压器的次级绕组与初级绕组之间的耦合不可能做到绝对的紧密，它们之间会存在一定的漏感（漏磁产生的自感），当MOSFET由导通变为截止时，这个漏感就会在初级绕组上产生很高的尖峰电压，与感应电压和电源的直流输入电压叠加，将在MOSFET的漏极产生一个极高的电压，为此，必须增加漏极钳位保护电路，对尖峰电压进行钳位或吸收，以保护MOSFET不被击穿。典型的漏极电压波形如图4-9所示，图中UImax为输入直流电压的最大值，UOR为一次绕组的感应电压，UB为钳位电压，UDmax为漏感产生的尖峰电压，U（BR）DS为漏-源击穿电压。

图4-9　MOSFET漏极上各电压参数的电位分布图(www.xing528.com)

比如，对于TOPSwitch系列单片开关电源，其功率开关管的漏-源击穿电压U（BR）DS≥700V，现取下限值700V。感应电压UOR=135V（典型值）。本来钳位二极管的钳位电压UB只需取135V，即可将叠加在UOR上由漏感造成的尖峰电压吸收掉，实际却不然。手册中给出UB参数值仅表示工作在常温、小电流情况下的数值。实际上钳位二极管（即瞬态电压抑制器TVS）还具有正向温度系数，它在高温、大电流条件下的钳位电压UBM要远高于UB。实验表明，二者存在下述关系：

这表明UBM大约比UB高40%。为防止钳位二极管对一次侧感应电压UOR也起到钳位作用，所选用的TVS钳位电压应按下式计算：

此外，还须考虑与钳位二极管相串联的阻塞二极管的影响。VD1一般采用快恢复或超快恢复二极管，其特征是反向恢复时间（trr）很短。但是阻塞二极管在从反向截止到正向导通过程中还存在着正向恢复时间（tfr），还需留出20V的电压余量。

考虑上述因素之后，计算TOPSwitch-××最大漏一源极电压的经验公式应为：

TOPSwitch系列单片开关电源在230V交流固定输入时，MOSFET的漏极上各电压参数的电位分布如上图所示，占空比D≈26%。此时配=230V±35V，即Umax=265V，，UOR=135V，UB=1.5UOR≈200V，UBM=1.4UB=280V，UDmax=675V，最后再留出25V的电压余量，因此U（BR）DS=700V。实际上U（BR）DS也具有正向温度系数，当环境温度升高时U（BR）DS也会升高，上述设计就为芯片耐压值提供了额外的裕量。

漏极钳位保护电路主要有以下5种设计方案，如图4-10所示。

图4-10　5种漏极钳位保护电路

图4-10a利用瞬态电压抑制器TVS（P6KE200）和阻塞二极管（超快恢复二极管UF4005）组成的TVS、VD型钳位电路，图中NP、NS和NB分别代表一次绕组、二次绕组和偏置绕组。MOSFET导通时，由于阻塞二极管反偏，钳位保护电路截止，电流流经一次绕组，感应电压上正下负；当MOSFET断开时，一次绕组产生的电压尖峰极性反转为下正上负，此时，阻塞二极管正偏导通，TVS相当于稳压二极管反向击穿，图中的UDmax被钳位于200V。

图b所示电路是由R、C、VD组成的低成本的阻容吸收钳位电路，它利用电容的缓冲、电阻的耗能把尖峰的能量逐渐消耗掉，达到漏极的钳位保护作用。

图c、图d和图e所示电路是由阻容吸收元件、TVS和阻塞二极管构成的R、C、TVS、VD高性能吸收钳位电路，既能发挥TVS的响应速度快、可承受瞬态高能量脉冲的优点，又有R、C吸收的作用，降低TVS的应力。鉴于压敏电阻器（VSR）的标称击穿电压值离散性较大，响应速度也比TVS慢很多，在开关电源中一般不用它构成漏极钳位保护电路。