同相供电装置功率单元全前馈控制策略优化

同相供电装置功率单元整流侧全前馈控制框图如图8-21所示。

图8-21 功率单元整流侧全前馈控制框图

在图8-21中，PWM整流器采用双闭环控制策略，直流母线电压外环PI调节器加入直流母线输出电流i₀全前馈，减轻PI调节器负担并抑制负载扰动；电流内环采用PR调节器并引入变压器二次电压u_N前馈和直流母线电压u_d全前馈，实现单相正弦电流无静差跟踪并抑制输入电压扰动和直流母线电压低频波动造成的输入电流波形畸变。图中虚线框为考虑负载的单相H桥PWM整流器数学模型。

1.基于输入电压前馈的电流内环设计

根据单相PWM整流器拓扑，设计功率单元整流侧电流环控制框图如图8-22所示，虚线框部分为整流器的数学模型。

图8-22 功率单元整流侧电流环全前馈控制框图

在图8-22中，i_N-ref为输入电流瞬时值给定，u_i-ref为整流电压给定值，在电流内环前向通道加入一个负号，以避免正反馈的发生。虚线框内为PWM整流器电流内环部分的物理模型。G_PR（s）为PR调节器传递函数如式（8-21）所示。在准PR调节器的输出后加入单元输入电压前馈，以抑制u_N扰动对系统动、静态性能的影响，同时该前馈也可在一定程度上减小准PR调节器负担，增大u_i-ref正弦度；加入直流母线电压前馈，保证带有低频纹波的u_d不会造成整流电压u_i出现畸变。G_uN（s）为u_N前馈传递函数如式（8-22）所示，G_ud（s）为u_d前馈传递函数如式（8-23）所示。在一般的比例前馈方式中，G_uN（s）与G_ud（s）均取值为1。但是由于采样、计算、调制等环节都将造成前馈信息的滞后，从而降低前馈控制的时效性，因此这种方式难以满足高性能的动态响应要求。而本课题所研究全前馈控制策略，旨在通过物理模型的理想推导，将前馈环节中的比例与滞后通过前馈传递函数进行综合补偿，达到理想的前馈效果。

PR调节器传递函数为

u_N前馈传递函数为

u_d前馈传递函数为

2.基于直流负载电流前馈的电压外环设计

图8-23所示为单相PWM整流器电压外环控制框图，虚线框部分为电压外环中的整流器物理模型。(www.xing528.com)

图8-23 单相PWM整流器电压外环控制框图

在图8-23中，G_i（s）为电流内环及其物理模型等效而成的惯性环节，传递函数如式（8-24）所示；G_PI（s）为直流母线电压PI调节器，传递函数如式（8-25）所示；AVG为均值滤波器，滤波周期为100Hz，用于提取直流母线电压平均值，防止低频波动由反馈通道进入控制环路；PLL为数字锁相环，作用是实时辨识u_N相位，并将其作为i_N-ref的参考相位。图中虚线框内为PWM整流器电压外环部分的整流器物理模型。i₀全前馈的加入，将显著提高系统对负载电流突变的动态响应能力，对于快速变化的负载具有良好的适应性。同时，i₀全前馈的加入，可以减轻PI调节器的输出负担，使系统动态调节不再单纯依赖于电压外环控制器性能。由于直流母线输出电流i₀同样含有2倍频波动，且波动量较大，因此该信号的采样也需经过均值滤波器。G_i0（s）为全前馈传递函数，如式（8-26）所示。

电流内环及其等效模型的传递函数为

直流母线电压PI调节器传递函数为

电流全馈传递函数为 G_i0（s）=K_i0（T_i0s+1） （8-26）

式（8-26）中，K_i0为比例系数，T_i0为微分时间。为避免高阶微分前馈对系统稳定性造成影响，此处仅采用一阶比例微分补偿。

按整流器稳态有功功率平衡可得

式（8-27）中，假设整流器运行在单位功率因数条件下，则输入电压、电流有效值之积，等于直流母线电压、电流平均值之积，I₀为直流母线输出电流i₀的平均值。因此可得G_i0（s）中的比例项为

在计算积分时间时，需考虑调制、电流内环及均值滤波等滞后环节，因此在理论上

T_i0=T_s+T_I+T_AVG （8-29）