新型多电平变换器拓扑结构优化

目前为止，各类文献提出了数十种经过改进的新型多电平变换器拓扑结构。其中多数变换器的拓扑结构均为由上述三种传统多电平变换器拓扑结构的变形或组合而成。而实际在工业领域中得到应用的种类却并不多。下面主要对已获得实际工业应用的新型拓扑结构作一介绍。

1.5电平H桥中点钳位型变换器拓扑结构

5电平H桥中点钳位型（Five-level H-bridge NPC，5L-HNPC）变换器是由两个传统的三电平中点钳位型桥臂构成H桥，如图1-5所示。目前，已有ABB、美国TMEIC-GE两家中压传动装置制造商实现了这一拓扑结构的商业化生产^[21，23]，其所受的关注度也正逐年提高^[44，45]。

图1-5 三相5电平H桥中点钳位型变换器拓扑结构示意图

该结构通过每个桥臂中点钳位结构的三电平输出（U_dc/2，0，-U_dc/2），形成了每相五个不同的输出电平（U_dc，U_dc/2，0，-U_dc/2，-U_dc）。与传统的H桥结构相比，该拓扑结构的每个H桥结构均需要一个独立的直流电源，以避免直流母线发生短路。因此，必须采用一台具有三个二次侧三相绕组的移相变压器为这种变换器的各相H桥供电。此外，由于三电平中点钳位结构中的开关器件要承受直流母线总电压的一半，将两个二极管整流桥串联即可承受更高的电压，如图1-5所示的36脉波整流系统。

尽管该类结构具有变压器较为复杂的缺点，但也具有一定的优势：通过移相变压器和多脉波整流器的配置，输入端的供电质量得到了提高。对于36脉波整流器，输入电流中25次及以下谐波被有效消除，输入电流的总谐波畸变率（Total Har-monic Distortion，THD）得到了显著改善，并且能够像级联型H桥结构那样不再需要输出滤波器。实际上，图1-5所示的这种拓扑结构与2单元串联的5电平级联型H桥结构是相同的，两者具有相同数量的二极管整流桥、相同数量的电容和开关器件，区别仅在于这种结构还需要12个钳位二极管，并需要对每个H桥的直流母线中点电压进行平衡控制。

在功率范围为2～7MW（风冷型）或5～22MW（水冷型）的以IGCT为开关器件的36脉波整流系统中均可找到这种变换器的应用实例^[21]。这些应用实例中，该变换器采用直接转矩控制方案，输出频率可达250Hz，输出电压可达6.9kV。另外，5电平H桥中点钳位型变换器还有其他几种拓扑结构，例如整流前端可采用中压绝缘栅双极型晶体管（Medium-Voltage IGBT，MV-IGBT）、电子注入增强型门极晶体管（Injection Enhancement Gate Transistor，IEGT）构建的24或36脉波二极管整流电路；最大输出电压7.8kV；最高输出频率120Hz；冷却方式为风冷或水冷，采用矢量控制方案；最大输出容量为120MVA^[23]。

2.三电平有源中点钳位型变换器拓扑结构

三电平中点钳位型变换器拓扑结构的缺点之一就是每个桥臂的内部和外部开关器件的导通损耗不相等。由于开关器件均采用独立的散热系统进行冷却，直接导致了半导体器件结温的分布具有不对称性。对于特定的开关器件而言，这将对变换器散热系统的设计产生影响，并对其额定功率、输出电流和开关频率产生限制^[46，47]。针对这一问题，可将该结构中的中点钳位二极管替换为钳位开关器件，这样，中点电流将流过一个可控的路径，从而可实现变换器各开关器件损耗分布的控制。换句话说，对于采用钳位二极管的三电平中点钳位型变换器拓扑结构输出零电平时，电流将流过上部或下部钳位二极管，具体取决于电流的极性。而采用钳位开关器件后，电流将可被强制性地流过上部或下部的钳位路径。这将有助于实现三电平中点钳位型变换器拓扑结构损耗分布的控制，并消除这种拓扑结构的局限性，从而达到更高的功率等级。这类附加的钳位器件被称为有源中点钳位开关，相应的变换器称之为三电平有源中点钳位型（Three-Level Active NPC，3L-ANPC）变换器，如图1-6a所示。

目前，ABB公司提供背靠背3L-ANPC变换器的商业化产品^[21]，容量范围为20～200MVA，通过变压器可接入到6～220kV电网中。

图1-6 有源中点电位钳位型变换器拓扑结构示意图

针对三电平有源中点钳位型拓扑结构也产生出一种变形拓扑结构，该拓扑结构把三电平有源中点钳位型桥臂与三电平飞跨电容功率单元在内部的开关器件处联结构成，被称为5电平有源中点钳位型（Five-level ANPC，5L-ANPC）变换器^[48-50]，如图1-6b所示。由于飞跨电容单元引入了新的电平，该结构有效地增加了变换器的输出电平数。飞跨电容单元的电压被控制为U_dc/4，通过采用合适的开关状态，与有源中点钳位型变换器相结合，可形成5个输出电平（±U_dc/2，±U_dc/4和0）。这种有源中点钳位-飞跨电容混合型（ANPC-FC）变换器概念在一定程度上弥补了传统的中点钳位型变换器拓扑结构不具有模块化的缺点，通过增加飞跨电容单元，该类变换器的电平数量得到了增加，且避免了钳位二极管的增加。此外，由于该拓扑结构仅采用三电平中点钳位型结构，对电平数量较多的中点钳位型结构而言，可以有效避免使用无源前端时存在的电容电压平衡问题，但电路结构变得更加复杂，同时还需要对飞跨电容的电压进行控制，并为其设定初始电压值。与级联型H桥变换器拓扑结构相比，这种模块化结构并没有提高变换器的功率等级，而只是增加了电平数量，改善了供电质量。这是由于飞跨电容仅增加了中间电平，并没有提供有功功率。因此，这种结构的输出功率仍受有源中点钳位型结构部分的限制。需要注意的是，该变换器中点钳位型结构部分采用了串联连接的IGBT，而不是IGCT，这是为了保持整个拓扑结构采用相同类型的开关器件。从本质上说，这将导致更多的导通和开关损耗，并需要增添一个专用的栅极驱动器，以确保两个开关器件的同时控制。尽管如此，这种拓扑结构带来了额外的电平输出，其独特的功率电路配置结构可确保外部开关能以较低的开关频率实现电流的换相，并对串联损耗进行补偿。使用其他飞跨电容电压比也可实现输出端电平数量的增加，然而，这样将需要更高的开关频率以实现电容电压的有效控制，削弱了该配置结构的吸引力。

5电平有源中点钳位型变换器已经由ABB公司实现商业化并被推向市场^[21，50]，但仅适用于中压而非大功率应用场合。该产品采用背靠背式配置结构，输出容量范围为0.4～1MVA，额定电压范围为6～6.9kV，采用风冷，最高输出频率为75Hz。

3.模块化多电平变换器

另一种近期才获得工业化应用的多电平变换器为模块化多电平变换器（Modu-lar Multilevel Converter，MMC）。该类变换器尤其适用于高压直流输电系统^[51，52]。该拓扑结构于21世纪早期提出^[53]，此后受到越来越多的关注，出现了三相交流-交流和交流-直流拓扑结构^[54]。MMC主要由单相两电平电压源型变换器（Two-level Voltage Source Converter，2L-VSC）臂——即熟知的半桥电路串联而成，如图1-7所示。该拓扑结构的一个相臂被划分为两个相等的部分（功率单元的数量必须为偶数），便于在交流侧产生相等数量的正负电平。此外，还出现了H桥功率单元^[55]。通常情况下，每个相臂均配有电感，以实现瞬时短路期间对电路的保护功能。

图1-7 模块化多电平变换器拓扑结构示意图

该结构功率单元的两个开关由互补信号控制，产生两种有效状态——将内部电容旁路或接入桥臂的整个电容阵列，从而产生多电平波形。此外，还存在第三种开关状态：在起动或出现故障的情况下，两个开关均处于关断状态，此时电流可自由地在二极管内循环流动（若电流极性符合要求，还可流过电容器）。在实际应用中，还存在一个附加的旁路开关，该开关可完全隔离各个功率单元，以实现容错运行^[51]。

由于该拓扑结构的电容处于悬浮状态，必须采取适当的电压平衡措施，以保证各个电容均具有一个恒定的电平。直流侧电压应为单个相臂上面所有电容电压之和。这种拓扑结构最引人注意的特点在于其模块化和可扩展性，更易于实现中高压输出。与高压直流输电系统的经典拓扑结构（通过功率开关串联构成的两电平变换器）相比，该拓扑结构能显著提高交流侧供电质量，同时还解决了串联器件之间存在的均压问题。另外，功率单元的固有电容完成了维持直流母线电压的任务，因此无须增加高压直流母线电容（或串联连接）。这种拓扑结构可输出的电平数量非常多，有效降低了器件的平均开关频率，而供电质量却没有受到任何影响。在已报道的具有200个功率单元/相臂、并可实现高达400MW输出功率^[51]的系统中可找到该拓扑结构的应用实例，相应的商业化产品的输出功率最高可达1GW^[52]。

4.晶体管钳位型变换器

1977年首次提出的晶体管钳位型变换器（Transistor Clamped Converter，TCC）的概念^[56]，与二极管钳位型变换器非常相似。这种变换器采用双向开关代替二极管钳位型变换器中的二极管，实现了功率开关与电容之间连接点的钳位控制。与有源中点钳位型变换器相似，这种拓扑结构为在钳位器件中流动的电流提供了一个可控的路径。参考文献[57]提出了一种通过两个反串联连接的IGBT构成一个双向开关、并实现一种TCC结构的方法。与中点钳位型变换器结构相类似，由于这种拓扑结构也具有一个完全可控的中点，因此，相应的变换器还被称为中点可控型变换器，如图1-8所示。需要注意的是，为了实现中压输出，变换器同一相的上桥臂和下桥臂必须采用两个开关器件的串联连接。处于中间的两个IGBT构成了双向开关，导通时，将实现零电平输出。

图1-8 三相三电平TCC拓扑结构示意图

在参考文献[25]和[58]中提及的工业化应用中可以找到这种拓扑结构的应用实例。这种变换器主要适用于中压应用场合（3.3kV、6.6kV和9.9kV），其最高输出功率可达48MW。由于各个器件的功耗相等，可采用更高的开关频率，从而有效提高了最大输出频率。因此，晶体管钳位型变换器非常适用于高速应用场合，如机车牵引传动装置。

5.多电平矩阵变换器

矩阵变换器属于电力电子直接变换电路，这是由于变换器直接采用双向开关将交流输入端与交流输出端连接在一起，而没有采用类似于电容或电感这样的储能器件。因此，该结构变换器具有重量轻、体积小、固有的四象限运行特性等优点，特性非常符合运输系统（电动车、电动飞行器、军用车辆等）的需求。

由于这种变换器没有储能器件，在其内部设置半导体器件并实现较高的输出电压和较多的电平数量几乎是不可行的，这也是这种拓扑结构输出功率较小，且仅限于小功率应用范围的原因。目前，已报道的几种多电平矩阵变换器拓扑结构，均以前面讨论过的三种传统的多电平拓扑结构为基础^[59]，分别为1）级联型矩阵变换器（Cascaded Matrix Converter，CMC）^[60]；2）间接矩阵-NPC型变换器^[61]；3）FC矩阵变换器^[62]，图1-9给出了多电平矩阵变换器拓扑结构示意图。

图1-9所示三种拓扑结构中，CMC是其中唯一一种可以有效提高功率等级的变换器。与级联型H桥变换器相似，这种拓扑结构也是通过串联连接的功率模块以实现电压的提升。拓扑结构引入的移相变压器可提供相互隔离的具有相移的二次侧三相交流电源，并通过一个由3×2矩阵变换器和相应的三相输入滤波电容组成的功率单元与负载侧相连接。功率单元内的器件均通过双向开关相连接（图1-9a所示的每个功率单元内部的连接节点）。各个功率单元的两路交流输入至两路交流输出之间，需满足如下限制：每路输出必须与一路而不是多路输入相连接。这意味着，如果一路输出没有与相应的一路输入相连，负载侧将不存在有效的电流路径；并且，如果连接了多路输入，输入端将出现短路现象。由于移相变压器提供的交流输入端之间是相互隔离的，对每个功率单元的两路输出实施串联连接是可以实现的。移相变压器不仅提供了相互隔离的交流电源，同时，相移过程还具有多脉波效应，有效减少了输入电流的谐波，这一特点与级联型H桥变换器较为相似。另外，二次侧相移带来的多相交流电压源效应（2单元变换器有6相，3单元变换器有9相）也使得整个变换器可产生更多的输出电平。合理地控制其开关状态将可在负载侧产生阶梯式的多电平输出电压波形。(www.xing528.com)

图1-9 多电平矩阵变换器拓扑结构示意图

在众多的基于矩阵变换器的多电平拓扑结构中，只有级联型矩阵变换器在最近得到了商业化应用^[32]。可购得的商业化产品有两种，每相分别具有3个或6个矩阵变换器单元。具有3（或6）个单元的变换器可为交流负载提供一个7（或13）电平相电压电源，最高电压可达3.3kV（或6.6kV），覆盖的容量范围为0.2～3MVA（或0.4～6MVA）。

虽然移相变压器的加入达到了矩阵功率单元串联连接的目的，实现了这种变换器的中压和高压运行，还改善了输入/输出侧的供电质量，但与传统的矩阵变换器相比，整套装置的重量和体积均有所增加。另外，最主要的缺点在于开关数量方面：对具有3个功率单元的三相7电平级联型矩阵变换器而言，由于每个功率单元具有六个双向开关，整个结构将需要108个开关，而具有三个功率单元的三相7电平级联型H桥变换器仅需要36个开关。如此多的开关数量大大降低了整套装置的可靠性（更高的故障率）和效率（更多的导通和开关损耗）。

6.具有不等直流源的级联型H桥变换器

对于图1-4所示的级联型H桥拓扑结构，如果每个功率单元独立的直流源采用不相等的直流电压比，将可消除一部分甚至所有冗余的开关状态，从而增加该变换器的输出电平数。例如，当独立的直流电压源取相同电压值为E时，由n个单相H桥变换单元组成的单相级联型多电平电路，输出的电平数为2n+1，若把各独立直流电压源取为E，2E，4E，…，2^n-1E时，相应的非对称电压比为2的幂数（1∶2∶…∶2^n-1），则其输出的电平数增加到2ⁿ⁺²-1^[63]。

图1-10 混合级联多电平变换器结构示意图

具有不等直流源的级联型多电平变换器在采用的功率器件上是不同的，图1-10所示为功率器件分别采用门极可关断晶闸管（Gate-turn-off Thyristor，GTO）和IG-BT的两个H桥结构级联的多电平变换器，变换器由GTO构成的高压单元承担2E为3kV的电压，由IGBT构成的低压单元承担E为1.5kV的电压，采用合适的调制策略，可输出±4.5kV、±3kV、±1.5kV、0共7电平构成的阶梯波，与电压相等的单元串联多电平变换器相比，输出电压的电平数由5增加到7。

随后，人们又提出了一种以3的幂数（1∶3∶…∶3^n-1）为电压比的变换器拓扑结构^[64]，该拓扑结构消除了所有冗余的开关状态，在输出端实现了电平数的最大化。这种非对称的变换器还被称为三元混合型多电平变换器^[65]。另一种较为流行的电压比为1∶2∶6∶…∶2Σ（Σ为之前的电压比），这种电压比不仅可以实现电平数量的最大化，还可应用混合型脉宽调制技术^[66]。参考文献[67]对这种拓扑结构进行了综合的深入分析。参考文献[68]对这种拓扑结构的一种变异结构进行了介绍，其中直流侧所有的功率单元均具有相同的电压比，非对称性则体现在输出变压器的一次侧-二次侧电压比上，这就使与二次侧串联连接的部分将产生多电平波形。

这种拓扑结构的输出电平数量随着加入的功率单元数量呈指数增长，其内部输出功率较高的单元以基频进行开关动作，这一特性有效地降低了变换器的开关损耗，其效率也得到了改善。然而，由于该拓扑结构内各个功率单元之间功率分布并不均匀，因此这一优点同时也是其最大的缺点，失去了传统级联型H桥结构的移相变压器输入电流低次谐波消除功能。此外，为了达到中压运行条件，该拓扑结构不仅需要使用不同系列的开关器件，还须为各个功率单元提供不同的散热设计，级联型H桥结构的模块化优势将不复存在。参考文献[69]对此种拓扑结构的输入电流谐波的影响进行了论述。该拓扑结构的另一个缺点在于：对一些非对称结构和调制度而言，即使整个变换器处于电动运行模式，功率单元中循环流动的电流也会在小功率单元内再次出现，必须使用阻性斩波器、有源前端整流器或特殊的调制方案以确保直流母线电容电压具有期望的电压比。虽然这类变换器具有供电质量好、效率高的优点，但这些缺点也限制了它的实际应用能力。尽管如此，对于其他拓扑结构的级联（甚至于其他拓扑结构间的混合级联）的情形，研究者还是对这种通过非对称电压比以实现输出电平最大化的概念进行了进一步的探索，并期望这一概念能够真正实用化。

7.混合型多电平变换器

两个或多个传统的、新型的多电平变换器拓扑结构，甚至只是其中的一部分组合在一起，将会形成各种各样的混合型多电平变换器。本章已经对一些混合型变换器拓扑结构进行了讨论，如5电平H桥中点钳位型变换器、5电平有源中点钳位型变换器和级联型矩阵变换器。其中，第一种混合型变换器拓扑结构将H桥与中点钳位型结构进行了组合，第二种将有源中点钳位型变换器与飞跨电容变换器进行了组合，最后一种将级联型H桥结构与矩阵变换器进行了组合。图1-11给出了一种单相H桥与单相NPC串联形成的混合型级联多电平变换器拓扑结构。

在过去的10年里，另外一种混合型变换器拓扑结构的中点钳位-级联H桥（NPC-CHB）多电平变换器得到了持续的关注^[70-72]。图1-12给出了一种NPC-CHB混合型变换器拓扑结构示意图。顾名思义，该拓扑结构是由三电平中点钳位型变换器与单相H桥单元组合而成的，其中H桥单元与中点钳位型结构的输出端和负载串联连接。H桥结构的直流侧采用一个悬浮电容，而不是由整流桥供电。因此，附加的H桥仅用于引入更多的电平数量，而不会提高整个变换器的有功功率等级。通常，串联连接的H桥单元的数量为1或2个。

这里的级联型H桥是作为串联连接的有源滤波器使用，虽然这种结构有助于提高供电质量和减小共模电压，但也引入了附加的导通和开关损耗。为了保证中点钳位型结构与级联型H桥结构之间具有期望的电压比，必须对H桥直流母线上的悬浮电容电压进行控制，这不仅加大了控制系统的复杂程度，还需要使用额外的电压传感器。

图1-11 一种混合型级联多电平变换器拓扑结构示意图

图1-12 多电平NPC-CHB混合型变换器拓扑结构示意图

与中点钳位-级联H桥混合型变换器拓扑结构相类似，人们还对传统的级联型H桥结构进行了改进。这种改进的结构在于每一相使用一个单独的直流电压源，而其他单元直流母线电容均处于悬浮状态^[73]。虽然这种方法去掉了复杂的移相变压器，有效地简化了级联型H桥拓扑结构，但也限制了变换器的有功功率等级。

8.电流源型多电平变换器拓扑结构

参考文献[74]提出了一种电流源型多电平变换器概念。这种拓扑结构的理论依据为电压源型和电流源型逆变器之间的对偶性，其主要思路是将阶梯式串联连接的电容电压信号转换为阶梯式并联连接的电感电流信号。基于这种思路，参考文献[75]对与电压源型结构相类似的其他几种电流源型多电平变换器进行了讨论。图1-13给出了一种经简化的7电平电流源型变换器的电路结构示意图。这种结构采用一台18脉波整流系统为三个背靠背电流源型变换器供电。每个变换器均可产生一个三电平线电流，包括零电流电平。只要适当地控制各电流源型变换器的开关角度，即可在各个互连节点处产生一个7电平阶梯式电流波形。

图1-13 7电平电流源型变换器的电路拓扑结构示意图

多电平电流源型变换器的应用有效避免了器件的并联连接，在提高电流波形质量的同时，还得到了更大的输出电流。因此，这种拓扑结构非常适合于大电流应用场合。

纵观实际应用情况，多电平变换器的拓扑结构隶属于中高压大功率变换器系列。综上所述，对大功率变换器拓扑结构分类总结如图1-14所示^[76]。

图1-14 大功率变换器分类示意图

由图1-14可见，该分类还包括了直接交流-交流变换器和电流源型变换器，它们分别是目前多电平技术领域中最具竞争力的两类变换装置，主要包括用于超高功率、高转矩、低速应用场合的周波变换器和负载换相型逆变器（Load Commutated Inverter，LCI），以及用于大功率变速传动装置的PWM电流源型逆变器（PWM Current Source Inverter，PWM-CSI），将这些变换器包含在图1-14中是为了给读者呈现出实际应用中大功率变换器的全貌。