传统多电平变换器拓扑结构优化

为便于读者对多电平变换器相关理论有更深入的了解，下面对传统多电平变换器拓扑结构和工作原理作一简介。本节所提到的传统拓扑结构是指在过去20年中已被广泛分析、并被商用化且已投入到实际应用中的拓扑结构。需要指出的是，对功率变换器而言，国外资料一般将电压为2.3～6.6kV定为中压，大功率则指1～50MW的功率范围，而国内一般将6kV或10kV定为高压，200kW以上视为大功率。

1.二极管钳位型多电平变换器（Diode-Clamped Multilevel Converter，DCMC）

二极管钳位三电平变换器是多电平变换电路拓扑结构中发展最早的一种，也称为三电平中点钳位（Three-level Neutral-Point-Clamped，3L-NPC）型变换器^[38]。该变换器通过多个功率器件串联，按一定的开关逻辑产生需要的电平数，在输出端合成相应的正弦波形。图1-1所示为基于半桥结构的3L-NPC型变换器，电容C₁、C₂为变换器提供了两个相同的直流电压，二极管VD₁、VD₂用于电平钳位。

由图1-1可知，当S₁和S₂同时导通、S₃和S₄同时关断时，在变换器输出端可获得正电平；当S₂和S₃同时导通、S₁和S₄同时关断时，输出电压为0；当S₃和S₄同时导通、S₁和S₂同时关断时，则在输出端得到负电平。由该电路结构可见，零电平是由功率器件S₂和S₃、二极管VD₁和VD₂共同作用实现的。通过对S₁～S₄四个功率器件的控制，可以在输出端合成三电平的波形。如需采用该拓扑结构形成三相输出电路，只需简单地并联三个与图1-1所示相同的电路单元即可。与两电平相比，三电平变换电路显著优点在于：其相电压输出由两电平变为三电平，线电压由三电平增加为5电平，而每个电平的幅值则由原来的整个直流母线电压降低为直流母线电压的一半，因此输出电平的电压变化率du/dt也下降为原来的一半。

图1-1 中点钳位型三电平变换器

图1-2a所示为二极管钳位型三电平全桥变换器主电路结构^[39]，其中VD_a1、VD_a2、VD_b1、VD_b2为钳位二极管，分压电容C₁=C₂，所以2，S_a1和S_a3互补，S_a2和S_a4互补，对另一桥臂有相同的对应关系。采用一定的开关调制策略进行控制（见表1-1），在负载端可得到电压、频率可调的高压交流电，其输出波形如图1-2b所示。

在图1-1中，若增加分压电容、每个单元中串联的开关器件及钳位二极管，还可在输出电压波形中产生更多的电平数，从而使输出波形更好地逼近正弦波形。如果要得到m电平输出，则需（m-1）个直流电容，每一桥臂需2（m-1）个主开关器件和（m-1）（m-2）个钳位二极管。

二极管钳位型多电平变换电路具有：输出功率大，器件开关频率低，交流侧不需要变压器连接，动态响应好，较宽的传输带宽等，但这种变换电路也存在：①钳位二极管的耐压要求较高，数量庞大。对于m电平变换器，如果使每个二极管的耐压等级相同，每相所需的二极管数量为（m-1）（m-2）个，这些二极管不仅大大增加了成本，且会在线路安装方面造成相当大的困难，因此在实际应用中一般仅限于7电平以下变换电路。②开关器件的导通损耗不一致。如表1-1所示，开关S_a1仅在U_aN=E时导通，而开关S_a4仅在U_aN=0时导通。导通损耗不平衡将导致开关器件的电流等级不同。在该变换电路中，如果按导通负载最严重的情况设计器件的电流等级，则每相有2（m-2）个外部器件的电流等级过大，造成浪费。③在变换器进行有功功率传送时，直流侧各电容的充放电时间不尽相同，从而造成电容电压不平衡，增加了系统动态控制的难度。

图1-2 二极管钳位型三电平全桥变换器主电路

表1-1 单相二极管钳位型三电平变换器开关状态

注：表中，1为开关器件导通状态；0为开关器件关断状态。

2.飞跨电容型多电平变换器（Flying Capacitor Multilevel Converter，FCMC）

图1-3所示为飞跨电容（Flying Capacitor，FC）型三电平全桥变换器主电路拓扑结构示意图^[40]。与图1-2所示的二极管钳位型三电平全桥变换器主电路拓扑结构相比，变换器直流侧电容不变，用飞跨电容C₃和C₄取代钳位二极管。图1-3所示拓扑结构虽然省去了大量的钳位二极管，但又引入了不少电容，对m电平变换器而言，共需（m-1）个直流侧电容器以及各相支路所需的（m-1）（m-2）/2个辅助电容器。该拓扑结构的变换器工作原理与二极管钳位型变换电路相似，但在电压合成方面，由于电容的引入使得开关状态的选择更加灵活；既能控制有功功率，又能控制无功功率，适用于高压直流输电系统，但主要缺点为：①大量的存储电容使得在高电压场合的应用既增加了安装的难度也增加了成本；②为使电容的充放电保持平衡，对中间电平需要采用不同的开关组合，这就增加了系统控制的复杂性，器件的开关频率和开关损耗较大；③与二极管钳位型多电平变换器一样，飞跨电容型多电平变换器也存在电容中点电压不平衡的问题。

图1-3 飞跨电容型三电平全桥变换器主电路拓扑结构示意图

3.级联型多电平变换器

级联型多电平变换器也称为级联型H桥（Cascaded H-Bridge，CHB）变换器、多单元串联型多电平变换器（Multi-Module-Cascaded Converter，MMCC）采用多个单相全桥变换器串联的结构以实现高电压、多电平的输出。在单元间直流侧电压相等的情况下，串联单元数和输出电平数之间满足“电平数m=2K+1”的关系，其中K为每相的串联单元数。图1-4给出了单相两单元串联5电平变换器拓扑结构^[41，42]。该变换器电路是由两个单相全桥变换器串联而成，每个直流电源给一个单相全桥变换器供电，总的输出为两个串联单元输出电压的叠加，其输出波形如图1-4b所示。显然，该拓扑结构具有以下显著优点：①直流侧采用相互独立的直流电压源，无须均压；②具有模块化的结构特点，设计、制造、安装方便，所基于的低压、小容量变换技术成熟，易于控制，系统的可靠性高；③与上述两种结构比较，若输出相同的电平数，串联结构所需的元器件数目最少；④由于没有电容和钳位二极管的限制，串联结构的电平数相应地可被提高，因而易实现更高电压、更低谐波的要求。但串联结构需多个独立的直流电源，若采用不控整流桥提供，则需要设计结构复杂的移相变压器。(www.xing528.com)

图1-4 单相两单元串联5电平变换器主电路

在过去的20年中，上述三类多电平变换器拓扑结构首先被转化为工业化产品，作者认为，它们是传统多电平拓扑结构。该领域内的一些制造商已经实现了这些变换器的商业化生产^[21-36]，可提供具有不同额定功率、前端配置、冷却系统、电力电子器件和控制方案的产品。

表1-2给出了不同制造厂商提供的基于传统拓扑结构的各类产品，同时分别列出了与这些传统拓扑结构最相关的参数及控制方式。从表中可以看出，三电平中点钳位型和级联型H桥是工业领域最受欢迎的多电平拓扑结构。

表1-2 传统多电平拓扑结构商业化产品的额定值和产品规格

（续）

从表1-2中可以看出，已商业化的三电平中点钳位型变换器供电质量较差，7～17电平级联型H桥变换器的电路结构较为复杂。同时，两者之间还存在一些其他的差异，主要表现在：

①中点钳位型变换器拓扑结构的特点在于使用集成门极换流晶闸管（Integrat-ed Gate-Conmmutated Thyristor，IGCT）和中压/高压绝缘栅双极型晶体管（Insula-ted-Gate Bipolar Transistor，IGBT），而级联型H桥则广泛使用低压IGBT（Low-volt-age IGBT，LV-IGBT）。

②级联型H桥变换器适用于更高的输出电压，并可达到更高的功率水平。

③对背靠背能量回馈应用而言，中点钳位型变换器具有更强的适用性。若采用级联型H桥变换器拓扑结构实现能量回馈，通常需要更多的器件（每个功率单元整流侧需要一个三相两电平电压源型逆变器）。

④通常，若采用级联型H桥变换器拓扑结构构建一套36脉波整流系统，必须为其配备一台移相变压器。虽然这样做会造成较高的成本，但输入电能质量也得到了相应的改善。

⑤中点钳位型变换器的电路结构更加简单，占地面积更小。

⑥在使用相同数量功率器件的前提下，这两种拓扑结构均可产生相同的电平数量。但商用化的级联型H桥变换器输出电平数更多（多达17个输出电平，而中点钳位型变换器仅具有3个输出电平）。就同样的输出电压波形质量而言，采用级联型H桥变换器可以降低器件的平均开关频率，实现风冷和较高的输出基波频率，而不需要输出滤波器。

由于三电平中点钳位型变换器采用了一种简单的变压器整流功率拓扑结构，不仅需要的器件数量较少，电容数量也非常少，无论是作为逆变器还是整流器使用，该类型变换器均得到了越来越普遍的应用。尽管中点钳位型变换器拓扑结构可以扩展至更多的电平数量，但其内部与外部器件功率损耗的不均匀分布特性极大地降低了其吸引力^[15]。特别是钳位二极管需要通过串联的方式以阻断高压，不仅会产生更多的导通损耗，换相过程产生的反向恢复电流还会加剧其他器件的开关损耗。此外，采用常规的调制策略时，对于采用无源前端且电平数量较高的拓扑结构而言，无法实现直流母线电容电压的平衡控制^[43]。在这种情况下，已无法输出传统的多电平阶梯波形，必须通过较高的du/dt（大于一个阶梯电平）以平衡某些调制度下的电容电压。

另一方面，由于级联型H桥变换器为模块化结构，采用一般的低压功率器件即可实现较高的输出电压。因此，该类变换器更适用于大功率应用场合。此外，因载波信号的移相可实现谐波频率向高频侧的移动，且输出具有更多的电平数，这样也就降低了器件的平均开关频率（≤500Hz），从而可实现风冷和较低的功率损耗。由于需要大量相互独立的直流电源，还需移相变压器，与中点钳位型变换器拓扑结构采用的标准变压器相比，采用这种拓扑结构的变换器不仅成本昂贵，也比较笨重。但同时移相隔离变压器可以改善这种拓扑结构变换器的输入功率因数，减少输入电流谐波。

与中点钳位型变换器拓扑结构和级联型H桥变换器拓扑结构相比，尽管飞跨电容型变换器拓扑结构属于模块化结构，但其在工业领域中的大量应用还是比较少，这主要是因为无论是否采用自平衡或辅助控制平衡调制方法，该类结构均须通过较高的开关频率（如高于1200Hz）以保持电容电压平衡^[15]。对于大功率应用场合，如此高的开关频率是不可行的。通常情况下，大功率应用中，开关频率范围为500～700Hz。此外，这种拓扑结构还需要为飞跨电容电压设置初始值。