数字信号调制的基本原理与类型

经过信源编码数据压缩和信道编码差错控制后得到的数字信号，通常为二元数字信息，其频带一般从直流或低频率开始直至可能的最高数据频率（几十千赫、几百千赫或几兆赫、几十兆赫），称为数字基带信号。如果有线传输距离不长，可直接传输数字基带信号，如果有线传输距离长或用无线传输，则需要调制传输。

（一）数字基带信号的常用码型和功率谱

1.码型选择原则

确定码型（不同表示形式的基带信号）时必须考虑到以下几个方面：

（1）对于传输频带低端受限的信道，传输信号码型的频谱中不应包含直流或低频成分。

（2）应尽量减小码型频谱中的高频成分，既可节省传输频带、提高频谱利用率，又可减少有线信道电缆内不同线对之间的信号串扰。

（3）接收端易于从串行的基带信号中提取位定时信息，再生出准确的时钟信号供数据判决使用。

（4）便于实时监测传输系统中的信号传输质量，能监测出码流中错误的信号状态。

（5）信道中发生误码时要求所选码型不致造成误码扩散（或称误码蔓延）。

（6）码型变换过程不受信源统计特性（信源中各种数字信息的概率分布）的影响，即码型变换对任何信源具有透明性。

2.码型分类及其特点

（1）二元码

二元码中基带信号的脉冲波形只有两种幅度，即高电平（H）和低电平（L）。两种二元码波形如图9-8所示。

图9-8　二元码波形示例

（2）三元码（双二进制码，三进制码）

三元码中，数字基带信号的幅度取值有+1，0和-1三种电平，一个示例如图9-9（a）所示。

图9-9　三元码波形示例

（3）多元码

多元码码型具有多种电平的幅度取值，如果以m个比特组成一个字，则对应地有2m元码的码型。m=2时构成四元码，如图9-10所示。

图9-10　多元码波形示例

多元码是以误码率可能增高为代价来换取频谱利用率的提高的。

3.二元码的种类和特点

几种常用二元码如图9-11所示。

图9-11　几种常用二元码波形图

图9-11中，定时信号的脉宽T代表1比特的宽度，升降沿代表每比特定时的开始。单极性归零（RZ）码的区别在于码元“1”的高电平持续时间τ＜T/2，其余时间返回0电平（低电平），而码元“0”一直处于0电平。单极性传号差分（NRZ-M）码的特点是以位定时信号边沿时刻有电平跳变表示“1”，无电平跳变表示“0”。单极性空号差分（NRZ-S）码的特点是以位定时信号边沿时刻有电平跳变表示“0”，无跳变表示“1”。双相码（也称曼彻斯特码或调频码）的特点是无论码元“1”或“0”，每一码元比特的边缘都有电平跳变。密勒码（Miller，M）是双相码的一种变形，“1”用码元周期中央出现跳变（而其前后沿不出现跳变）来表示；对码元“0”则有两种处理情况，单个“0”时码元周期内不出现跳变，连“0”时在相邻的“0”交界处出现跳变。密勒码的特点在于，不但无直流成分和保留有定时信息，而且基带上限频率明显降低，仅为双相码的一半；它的最大脉冲宽度为两个码元周期，这不但使功率谱相对集中，而且利用该特点可以检测传输误码。密勒平方码（M2）是密勒码的变型，其区别在于无论“1”还是“0”，当连续出现的相同码元超过2时省去最后一个比特上的电平跳变，即对于“1”省去其中央电平跳变，对于“0”省去其最后一个码元“0”的前沿跳变。

4.二元码的功率谱

几种二元码的功率谱密度曲线如图9-12所示。

图9-12　几种二元码的功率谱

5.码型转换

上述各种码型可从基本的NRZ码转换产生，并可以从一种码型转换成另一种码型。

（二）使用伪随机序列扰码

1.m序列的产生

m序列是最常用的一种伪随机二进制序列，它是最长线性反馈移存器序列的简称，是带线性反馈的移存器所产生的周期最长的序列。一个4级反馈移存器m序列发生器电路如图9-13所示。

图9-13　4级移存器m序列发生器电路

图中的线性反馈遵从下式的递归关系式：

2.m序列的性质

m序列具有下列特定的性质：

（1）均衡性；

（2）游程分布；

（3）移位相加（mod2）特性；

（4）伪噪声特性。

3.数据序列的加扰和解扰

数据加扰原理是以m序列为基础的，一般的加扰电路构成如图9-14所示。

图9-14　加扰电路的一般形式

解扰电路的一般形式如图9-15所示。

图9-15　解扰电路的一般形式

它的输入序列是｛bk｝，m序列发生器与编码端的完全一样，输出序列为｛ck｝。

4.加解扰的优点和缺点

加解扰的优点在于，对于会包含有连“1”、连“0”的数据序列，经过PRBS产生的m序列进行模2和后，将变为伪随机型的数据序列，从而使其功率谱较适合于传输信道的特性，并且接收端容易从数据流中提取出时钟信号。

至于缺点，一是加扰码传输中发生单个误码时会影响到接收端相继的n个码元的正确解扰，造成误码蔓延（或称误码增值）；二是如果输入的数据序列很特殊，与m序列作模2和时可能正好形成不良的包含长“1”长“0”的加扰序列，当然这种概率非常小。

由于优点胜过缺点，所以在实际的数字信号基带传输中普遍地对串行数据流施加了加扰处理。

5.实用的加扰电路

采用15级移存器的PRBS对数据序列作模2和，电路如图9-16所示。

图9-16　15级移存器的PRBS加扰电路

（三）无码间干扰基带传输

1.基带传输系统的基本特点

基带传输系统典型方框图如图9-17所示。

图9-17　基带传输系统典型方框图

这里，要讨论的就是关于码间干扰及其消除问题。至于随机噪声和时基抖动的影响，属于另外的讨论范围。当然，应做到随机噪声尽量小，再生时钟尽量稳定和准确。

2.无码间干扰的基带传输特性

发送滤波、传输信道和接收滤波的复频率特性分别为G（ω）、C（ω）和R（ω），因此，整个系统的传输特性H（ω）为：

H（ω）=G（ω）C（ω）R（ω）

经过传输信道和接收滤波后，输出信号r（t）有下列的波形序列：

式中，h（t）为H（ω）的冲激响应：

r（t）馈入取样判决电路，由该电路确定an的取值，恢复出接收的信号序列s'（t）。理想上，无误码时s'（t）应等于发送序列s（t）。

现在来讨论，对于冲激响应为h（t）的H（ω）=G（ω）C（ω）R（ω），什么样的H（ω）可使r（t）信号成为无码间干扰的输出波形。所谓无码间干扰，即是对在每一时刻kT上对h（t）进行取样时，应存在下列关系式：

就是说，除了k=0能得到取样值h（t）=1外，在其他取样点上h（t）均为0。无码间干扰时的基带传输特性应满足下式：

凡是能满足上式的基带传输系统均可消除码间串扰，这个准则称为奈奎斯特第一准则。其物理意义在于，将传输函数H（ω）沿ω轴以2π/T为间隔（n=0，±1，±2…）切开，然后分段平移到（-π/T，π/T）区间内进行相加，结果形成一条水平直线，（也即是常数值）。这时上式h （kT）成立，实现了无码间干扰传输。

3.无码间干扰传输的实现方法

（1）理想低通型

实际的、无负频率的理想低通特性及其冲激响应h（t）的波形如图9-18所示。

图9-18　理想低通及其冲激响应

（2）升余弦滚降特性

α=0的传输函数H（ω）就是理想低通特性的情况，其h（t）有较大的衰减振荡拖尾。当0＜α≤1时，余弦滚降特点H（ω）可表示成下式：

相应的冲激响应h（t）为：

升余弦滚降特性及其冲激响应曲线如图9-19所示。

图9-19　升余弦滚降特性及其冲激响应曲线

4.无码间干扰传输的参数实例

在数字视频、音频和数据的基带传输实际系统中，根据传输信道的特性和系统质量，应采取一些不同的α值，如下所述：

（1）DVB-S系统中的发送滤波

在DVB-S系统中，当基带信号对高频载波进行QPSK调制之前，使调制信号I和Q先受到升余弦平方根滚降滤波，滚降系数α=0.35。滤波特性的理论函数规定如下：

（2）DVB-C系统中的发送滤波

在DVB-C系统中，当基带信号对高频载波进行QAM调制之前，使调制信号I和Q先受到升余弦平方根滚降滤波，滚降系数α=0.15。

（四）数字调制

数字调制是由数据流对高频载波进行调制，对于正弦高频载波，也有调幅、调频和调相三种基本调制方式，并可以派生出多种其他调制方式，但数据流调制中不再以高频脉冲作为载波使用。

数字调制信号也称为键控信号，可使高频载波受到幅度键控（ASK）、频移键控（FSK）、相移键控（PSK）。这三种键控方式即对应于模拟调制中的调幅、调频和调相，如图9-20所示。

图9-20　数字调制的三种键控方式

数字调制中，典型的调制信号是二进制的数字值。另一方面，为了提高高频载波的调制效率，也常采用多进制信号进行高频调制，使一定的已调波高频带宽内能包含更高的码率。高频载波的调制效率可以用每赫（Hz）已调波带宽内可传输的码率（bit/s）来标记，故单位为bit/s/Hz。

ASK和FSK二进制数字调制信号的接收系统框图如图9-21所示。

图9-21　ASK和FSK信号接收系统方框图

与ASK和FSK不同，PSK属于相干性数字调制，接收机中要借助一个本机振荡电路和一个鉴相器与接收载波的基准相位进行锁相，产生出稳定的、正确相位的参考载波实现对已调波的解调。

1.2ASK和MASK

（1）2ASK

2ASK是二进制幅度键控，由二进制数据1和0组成的序列对载波进行幅度调制。2ASK可以表示成一个单极性矩形脉冲序列与一个正弦型载波相乘，即：

通常，2ASK有两种调制方法，如图9-22所示。

图9-22　2ASK的两种调制方法

（2）MASK

MASK表示多电平（M个电平）的ASK，比如将串行数据流经并行变换后形成k路的并行比特数据流，再进行D/A转换和ASK，则成为2k=M电平的ASK。K=2时为4ASK，如图9-23所示。

图9-23　4ASK调制的框图和波形

2.2PSK和2DPSK

（1）2PSK（BPSK）调制

2PSK是二进制相移键控，也可记作BPSK，由二进制数据+1和-1对载波进行相位调制。2PSK可以表示成下式：

式中，g（t）是持续时间为Ts的矩形脉冲，an的取值服从下列关系式：

这里，当数据为0时an=+1，当数据为1时an=-1。于是有：

已调相波通常采用星座图来表示调制结果，2PSK的一种星座图如图9-24所示。

图中用两个“·”表示，但也可以是两个“×”点的星座图e0（t）=±sinωct。

（2）2DPSK（BDPSK或DBPSK）

2DPSK是利用前后相邻比特码元已调波的相对相位值来表示调制信号的数字信息的。

2PSK和2DPSK的调制电路方框图如图9-25所示。

图9-24　2PSK调制的星座图

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图9-25　2PSK和2DPSK调制电路方框图

图9-25中，图（a）是产生2PSK信号的键控法电路方框图，图（c）是产生2DPSK信号的键控方框图，图（b）是产生2DPSK信号的模拟调制方框图。

（3）2PSK解调

2PSK信号的解调必须采用相干解调方法，接收端所需的与发送端基准载波同频同相的参考载波的获得是个关键问题。

2PSK的一种解调电路如图9-26所示。

图9-26　2PSK解调电路方框图

其中，图（a）为总体框图，图（b）为图（a）中的参考载波恢复电路细节，VCO为压控振荡器。

（4）2DPSK解调

差分译码的逻辑电路框图如图9-27（b）所示。

图9-27　2DPSK相位比较法解调电路

图（b）中，ak为译码器得到的NRZ原码（绝对码），bk为差分码（相对码），bk-1为延时一位的bk序列。

图9-26（a）和图9-27（a）的解调原理属于极性比较法解调，由参考载波对已调相波进行极性比较，得出已调相波的解调数据。

2DPSK信号的另一种解调方法是差分相干解调，其方框图如图9-28所示。

图9-28　差分相干解调电路

3.QPSK和DQPSK

（1）QPSK（4PSK）调制

在相移键控（PSK）调制中，最常用的是四相相移键控（4PSK或QPSK）和差分四相相移键控（4DPSK或DPSK）方式。本小节中介绍QPSK调制器的构成。它可以看成是两个2PSK综合构成的，QPSK调制器实际上由正交平衡调制器组成，如图9-29所示。

图9-29　QPSK调制器电路框图

据此，a、b码元的调制波组合可形成四种绝对相位的QPSK信号，如表9-2所示。

表9-2　双码元与载波相位

已调相波星座图（四个“·”点）如图9-30所示。

（2）QPSK信号解调

关于QPSK信号的解调，由于QPSK信号可看成是两个正交2PSK信号的合成，所以可采用2PSK信号的解调方法进行解调，即由两个2PSK相干解调器构成解调电路，其组成方框图如图9-31所示。

（3）DQPSK调制

现在，再讨论DQPSK信号的产生。DQPSK与QPSK相比较，是以前后符号间调相波的相位差来反映当前调制符号的数据的。所以，其调制电路中在串/并变换之后要经过差分编码处理，而后再进行QPSK调制，具体方框图如图9-32所示。

图9-30　QPSK调制的星座图

图9-31　QPSK解调电路方框图

图9-32　DQPSK调制器电路方框图

双比特差分编码的方法有两种：一种是自然码编码，另一种是反射码（格雷码）编码。

（4）DQPSK解调

DQPSK信号的解调方法与2DPSK信号解调方法类似，也有极性比较法和相位比较法两种方式。由于DQPSK信号可以看作由两路2DPSK信号组合构成，因此解调时也能按两路2DPSK信号进行分别的解调，如图9-33所示。

图9-33　DQPSK信号的解调电路方框图

图9-33中，图（a）和图（b）所示的分别是上述两种解调方法的电路框图，图（a）为极性比较法解调电路，图（b）为相位比较法解调电路。

差分译码器的作用与发送端的差分编码器相反，它将相对码c，d转换成绝对码a，b。

（5）四相调制与二相调制的比较

四相调制（QPSK和DQPSK）与二相调制（2PSK和2DPSK）相比较，四相信号是以两个比特组成一个符号，在相同的已调相波频带下，其信息速率比二相信号高一倍。因此，四相调制比二相调制的高频调制效率（bit/s/Hz）高一倍。在电话通信和卫星电视广播等适于应用PSK调制的传输信道中，一般都采用四相移相调制。

另一方面，在抗干扰能力上，由于四相移相调制的已调波相位间隔为90°，小于二相移相调制的相位间隔180°，因此其抗相位噪声的能力低于二相移相调制。因此，一些通信系统中在视、音频数据信息采用四相移相调制的同时，对于数据流正确接收十分重要的同步信息采用了二相移相键控调制方式。

4.MPSK和MQAM调制

（1）MPSK（多进制相移键控）调制

前面介绍过MASK（多进制幅度键控），即以多种符号电平（±1、±3、±5…）对sinωct或cosωct载波进行幅度调制，这时的星座图是在水平轴（I轴，载波为sinωct时）或垂直轴（Q轴，载波为cosωct时）上呈线状分布的若干个（M个）矢量端点。

而在四相移相键控调制时，其已调载波的星座图是均匀分布在同一圆周上的4个点。容易想象到，可以进一步采用MPSK（多进制相移键控）调制，如图9-34所示。

图9-34　8PSK调制电路框图和星座图

为了进一步提高频谱利用率，可以采用16PSK调制。其星座图如图9-35（a）所示。

图9-35　16PSK和16QAM调制星座图

（2）MQAM

MQAM信号的已调载波矢量可充分利用整个调制平面，在相同的平均载波功率下对于相同的M值可使MQAM的抗干扰能力强于MASK和MPSK。图9-36（b）所示为16QAM信号的星座图，并假设圆周半径r与图9-36（a）的相同，故两者有相同的峰值功率。

16QAM调制电路的方框图如图9-36所示。

输入的串行数据流经过串/并变换器分成两路双比特流b1b2和b3b4，它们分别由数/模变换器把四种数据组合（00，01，11，10）变换成4种模拟信号电平（+3，+1，-1，-3）上、下支路的模拟输出分别调制载波信号sinωct和cosωct，然后通过加法器使两个已调波相加，得到合成的调相波信号16QAM输出。

根据上面的取值规定，b1b2、b3b4值与图9-36（b）中I轴（同相轴）值、Q轴（正交轴）值间的关系如表9-3所示。

图9-36　16QAM调制器电路框图

表9-3　b1b2、b3b4值与I、Q值的关系

续表

按表9-3，可进一步画出16QAM星座图中星座点与b1b2b3b4四比特数据之间的关系，如图9-37所示。

MQAM调制方式中除了常用的 16QAM外，还有4QAM、32QAM、64QAM、128QAM和256QAM等。其中，4QAM实际与4PSK是等效的，星座图上都是4个星座点。全部可能的MQAM（M=4，16，32，64，128，256）的星座图综合如图9-38所示。

图9-37　16QAM星座点与码元的关系

图9-38　MQAM调制的各种星座图

（3）MQAM与MPSK的比较

从图9-36（a）和（b）所示的星座图看，16PSK与16QAM的载波调制矢量都有16个端点，因而也有相同的高频载波带宽效率（bit/s/Hz），但在抗干扰能力上是有差别的。dMPSK为：

dMPSK=2sin（180°/M）

而对于MQAM，若M=2k中k为偶数，则其相应的最小距离dMQAM为：

式中，M=L2，L为星座图上星座点在水平轴和垂直轴上的投影点数目。

MQAM信号的调制器和解调器的方框图如图9-39所示。

图9-39　MQAM的调制器和解调器框图

图9-39右侧电路的处理是调制器的逆过程，由恢复的参考载波对已调波进行同步解调，解调的信号经低通滤波后受到L-1种电平的阈值判决，得到两路码率为Rb/2的二进制序列，再通过并/串变换器形成一路码率为Rb的二进制序列。

5.Offset-QAM调制（OQAM调制）

OQAM调制原理可克服QAM调制的上述缺点，它先将I、Q两路数字信号通过偏置取样合成一路信号，再经由滤波器（例如升余弦平方根滚降RRC滤波器）变换为模拟基带信号并实施中频调制，将中频QAM信号传输至高频信道上。

这种I、Q信号的数字合成其后面只用一个低通滤波器，可消除两个低通滤波器特性不一致的问题；另外，对I、Q信号作偏置取样与合成时两路信号的取样时钟来自同一源，相位精度高，没有正交偏差问题。

偏置取样使I、Q信号合成一路数字信号的方框图如图9-40（a）所示，I、Q样本的输出序列如图9-40（b）所示。

图9-40　I、Q信号的偏置和合成

图9-40（a）中，开关K1和K2分别选通输入数据中的I、Q信号，由K1选通I的奇样本、K2选通Q的偶样本[参见图9-40（b）]。并且，I和Q样本交替地变换正负号。所以，输入升余弦平方根滚降滤波器即正交样本序列为：

I1，Q2，-I3，-Q4，I5，Q6，-I7，-Q8，…

上式实现了MQAM的全数字调制。

从频域-时域的信号变换看，I1，-I3，I5，-I7，…将变换成I（t）sinωct；Q2，-Q4，Q6，-Q8，…将变换成Q（t）cosωct。因此，从时域看，上式的信号对应于图9-41中两个波形的合成，而这正是MQAM的信号表示式：

u（t）=I（t）sinωct+Q（t）cosωct

OQAM中信号的频域-时域关系如图9-41所示。

图9-41　OQAM中信号的频域-时域关系

6.MVSB调制

（1）MVSB调制原理

一般地，调制框图如图9-42所示。

图9-42　MASK调制器原理方框图

输入数据的码率为Rbbit/s时经串/并变换成k路数据后，每路数据的码率为Rb/k bit/s，再由数/模变换器变换成2k=M电平的数据，与载波cosωct相乘而形成MASK已调波。

在传送信号中尚需再传送一个低电平的、被抑制的基准载波信息，它称为导频信号。这时，具体可将传送的上边带向下侧展宽一些，使包含进载波分量，就像目前的模拟电视信号广播中应用的残留边带调制（VSB）方式一样。因此，此种MASK调制传输方式在数字电视的应用中称为MVSB调制。

（2）MVSB和MQAM的比较

在高斯白噪声下，它们也具有相同的误码率特性，从频谱利用率和抗干扰能力上看，X-VSB与X2-QAM特性相当。

在电路构成上，两者是有差别的，VSB比QAM简单些，硬件复杂度低。另外，VSB中依靠导频信号使接收端恢复出参考载波，虽然保证了载波的恢复，但一定程度上消耗了一部分数据信号功率，导频信号能量太小时则容易受噪声的干扰。在QAM调制信号传送中，没有导频信号，可最大程度地利用高频功率，并且这种方式在通信系统中早已得到应用，技术比较成熟。

7.COFDM调制

为了解决高速率数据在通过开路通道传输时因多径效应引入的码间干扰问题，采取的一种方法是在规定的高频带宽B内均匀安排以N=2r个子载波，同时将高码率的串行数据流经串/并变换器分路成N个并行支路，使支路的码率相应地大为降低，然后由N路符号（每符号由2，4或6比特组成）分别对N个子载波进行调制（4PSK、16QAM或64QAM），再将各路已调波混合，便可得到总带宽为B、频分复用的FDM信号。

正交指各个载波的信号频谱是正交的，即各个载波的频谱间虽有重叠部分，但解调时利用正交性可正确解调每个载波的调制符号，因为其他载波的频谱值正对应于函数（sinx）/x中的零点。

（1）基本原理

OFDM调制器原理方框图如图9-43所示。

图9-43　OFDM调制器原理方框图

输入数据流经串/并和D/A（数/模）变换后，Ij和Qj数值为±1、±3或±5，调制正交载波后得到相应的星座图。各路已调波经相加后复用成最终的OFDM信号输出。

接收端对此OFDM信号的解调是调制的逆过程，解调器的原理框图如图9-44所示。

图9-44　OFDM信号解调器原理方框图

（2）具体实施方法

按照上述的OFDM调制解调原理和图9-43和图9-44所示的框图，在发送端和接收端都需要有N个等级差频率的振荡器，而N值可能是两千多甚至八千多，显然难以实际做到。因此，实现OFDM调制和解调需通过数学运算的帮助，具体是利用了IDFT（离散傅立叶反变换）和DFT（离散傅立叶变换），而实际应用了IFFT（快速离散傅立叶反变换）和FFT（快速离散傅立叶变换）运算，并由专用的集成块芯片来完成运算，给出所需的结果。

由于对每个载波进行正交调制时，得到的每个已调波矢量具有该载波独具的幅度和相位，它们可表示成下式：

公式中，sk（t）为用复数表示的载频ωk的已调波函数，Ak（t）为已调波的幅度，Φk（t）为已调波的相位。实际传输的信号是sk（t）的实数部分，其Ak（t）和Φk（t）是随逐个调制符号变化的。

由于OFDM信号有N个调制符号（I+jQ）和N个载波ω，所以它们形成的相应复信号为：

公式中，ωk=ω0+kΔω0。考虑到一个符号周期Ts上信号是一个定值，有Ak（t）→Ak，Φk（t）→Φk。串行数据流并行分散到N个子载波上后，每个符号的传输时间Ts是串行数据流中符号传输时间ΔT的N倍，也即Ts=N·ΔT。

对时间上连续的s（t）进行间隔为ΔT的取样，在一个符号周期Ts内取N个样值，则第n个样值可表示成：

为了简化，令ω0=0，即ωk=kΔω，它不影响该公式的通用性，于是：

式中，Akejφk表明了频域内kΔω频率分量的幅度和相位。

上式实际上是一个离散傅立叶反变换公式。因为，Δf=1/Ts=1/（NΔT），所以kΔωnΔT=k2πΔfnΔT=（2πkn）/N。Akejφk定义了离散的频域信号，标记成Akejφk=s（k）。再将式左边写成s（n），成为：

上式正是离散傅立叶反变换的一般表示式，已知等式右边的频域函数就可以计算出左边的时域函数。两端是复数值之间的运算，运算量极大，可以使用快速离散傅立叶反变换（IFFT）来实现，具体使用高速处理芯片。

接收端对接收到的OFDM信号的解调是发送端的逆过程，其中关键部分是IFFT的反运算也是FFT（快速离散傅立叶变换）。FFT是将不同载频的已调波组合成的OFDM信号变换为其各个已调波分量，数学表示式为：

从各已调波中得到相应的Ak，Φk数据，由此恢复出有关的Ik，Qk数据，经阈值判决而获得相应数值±1、±3或±5后，便译码出图9-44中所示的每路x比特的1，0组合值，最后经并/串变换后成为原来的基带信号数据流。

为了帮助理解OFDM信号构成成分的波形例子，OFDM复信号构成的一个示例如图9-45所示。

图9-45　OFDM信号的构成示例