晶闸管触发电路及常用设计方案

晶闸管要导通，除加正向阳极电压外，还需在控制极和阴极之间加正向控制电压，即触发电压。触发电压可以是直流信号，也可以是交流信号，或者是脉冲信号。

（1）晶闸管对触发电路的要求

1）触发信号应有足够的功率（电压和电流）。

2）触发脉冲应有一定的宽度。

3）触发脉冲上升沿要尽可能陡。

4）触发脉冲要能在一定范围内移相。

5）触发脉冲必须与晶闸管管的阳极电压同步。

（2）几种常用的晶闸管触发电路

1）阻容移相桥。阻容移相桥为具有中心抽头的同步变压器与RC组成的移相桥，如图5-37所示。它利用移动O、D两点电压相位来控制晶闸管导通角的大小，实现对输出负载电压的调节。电路中同步变压器一次侧与晶闸管阳极接在同一交流电源。因此同步变压器二次侧电压U_AB与晶闸管阳极电压同相位。

图5-37 阻容移相桥触发电路

a）电路图 b）相量图

由图5-37可见，变压器二次侧电压等于电阻电压与电容电压的相量和，即互成直角，所以，改变电阻R的值时，D点沿着以AB为直径的半圆运动。

移相桥输出电压与的相位差为α，且滞后于。为晶闸管控制极电压，因此，晶闸管控制极电压滞后阳极电压α角，使晶闸管在阳极电压正半周上的电角度为α时触发。改变R的大小，α也随之改变，可在0°～180°范围内变化。

移相桥接上控制极后，由于控制极电流经电阻产生压降，移相范围要小于180°，输出最大幅值也将小于U_AB最大值的一半。

移相桥的各参数可以变化，同步变压器二次侧两个绕组的电压均应大于控制极的最大触发电压。流过移相桥电阻和电容的电流应大于控制极的最大触发电流，可调电阻值应为电容器容抗的几倍以上。

阻容移相桥中R、C的取值范围分别为

式中 U_OD、I_OD——移相桥输出电压、电流；

K_R——电阻系数，可由表5-8查得。

表5-8 电阻系数（K_R）（经验数据）

使用阻容移相桥触发时，需注意如果把R和C位置调换或把反相，或将同步变压器一、二次侧同名端弄反，都会发生晶闸管控制极电压和阳极电压不同步，使电路失控。

阻容移相桥触发电路结构简单，工作可靠，调节方便，但触发电压为正弦波，前沿不陡，直接受电网电压波动影响大。它的管耗大，调节范围受限制，所以只用于小容量或要求低的整流电路中。

2）单结晶体管触发电路。

①单结晶体管的结构与伏安特性。单结晶体管又称为双基极二极管，其结构及基本电路等如图5-38所示。

当b₁和b₂之间未加电压（S断开）时，e与b₁构成普通二极管。b₁和b₂之间加电压U_bb，A点电位取决于R_b1、R_b2所形成的分压比，即：。

A点对b₁的电位为：U_A=ηU_bb

当发射极电位U_e从零逐渐增加，但U_e＜ηU_bb时，有很小的反向漏电流，等效于二极管反偏，单结晶体管处于反向截止状态；当U_e高出ηU_bb一个二极管压降时，即U_e≥ηU_bb+U_V，此时单结晶体管导通，这个电压称为峰点电压U_P。单结晶体管导通后，I_e显著增大，发射极向N区注入大量空穴，使靠近b₁一边的硅片载流子数目大大增加，R_b1迅速减小，导致U_A电位下降。U_A减小相当于PN结正向偏置增大，空穴注入量更多。I_e进一步增大，R_b1进一步减小，形成正反馈，U_e随I_e的增加而减小，使单结晶体管呈负电阻特性，图5-39所示的PV段称为负阻区，从截止区转变为负阻区的转折点P称为峰点。I_e增加，使空穴注入量增加，达到—定程度时，会出现空穴来不及与基区电子复合，产生空穴储存现象。要使I_e增大，必须加大电压U_e，即单结晶体管转化到饱和区，从负阻区到饱和区的转折点V称为谷点。谷点电压U_V是维持管子导通的最小电压，一旦出现U_e＜U_V，管子重新截止。上述特性曲线是在U_bb一定时获得的，改变U_bb的大小，峰点电压U_P以及谷点电压U_V也将随之改变。

图5-38 单结晶体管结构及基本电路

a）结构 b）外形 c）等效电路 d）符号 e）基本电路

图5-39 单结晶体管发射极伏安特性

②单结晶体管自激振荡电路。利用单结晶体管的负电阻特性及RC电路的充放电功能可以组成自激振荡电路，如图5-40所示。

接通电源后，电容C经R_e充电，电容两端电压逐渐升高，当U_e达到峰值电压U_P时，单结晶体管导通，e-b₁之间的电阻突然变小，电容C上的电压不能突变，电流能突然跳变，电容上的电荷通过e-b₁迅速向R₁放电，由于放电回路电阻很小，放电时间很短，所以R₁上输出一个很窄的尖脉冲。当电容C上的电压降至谷点电压U_V时，经由R_e供给的电流小于谷点电流，不能满足单结晶体管的导通条件，因而e-b₁之间的电阻迅速增大，单结晶体管由导通转为截止，电容又重新充电，重复上述过程。电容的放电时间常数т₁远小于充电时间常数т₂，即：т₁=（R₁+r_b1）≤т₂=R_eC。

电容C上得到的是锯齿波电压，R₁上的脉冲电压是尖脉冲，其振荡频率与R_e、C及单结晶体管分压比η有关。忽略电容放电时间，自激振荡的频率为

图5-40 单结晶体管自激振荡电路

a）电路 b）波形

所以振荡周期为。

改变R_e的大小可以改变触发电路的振荡频率。但R_e不可过大或过小。R_e值太大，管子无法从截止区转到负阻区；R_e值太小，e-b₁导通后，仍然使I_e一直大于谷点电流，单结晶体管关不断，不能振荡。因此，欲使电路保持振荡状态，R_e值必须满足下列条件：

式中 U_P、I_P——峰点电压、电流；(www.xing528.com)

U_V、I_V——谷点电压、电流。

带脉冲变压器输出脉冲的晶闸管触发电路如图5-41所示。

3）同步电压为正弦波的触发电路。由晶体管组成的触发电路适用于触发要求高、功率大的场合，它由同步移相和脉冲形成放大两部分组成。同步移相可采用正弦波同步电压与控制电压叠加来实现。脉冲形成放大环节可利用电容充放电及晶体管开关特性，受同步移相信号的控制，产生符合要求的触发脉冲。

图5-41 脉冲变压器输出脉冲

①同步移相环节。正弦波触发电路的同步移相环节一般都是采用正弦波同步电压与一个控制电压或几个电压的叠加，通过改变控制电压的大小来改变晶体管翻转时刻，这种方式称为垂直控制或正交控制。最简单的是一个同步电压U_T与一个控制电压U_k的叠加。根据信号叠加的方式，又可分为串联控制与并联控制两种。

串联垂直控制电路如图5-42所示。同步电压是由变压器二次侧供给的正弦波电压U_T串联直流控制电压U_k，二者叠加后的信号在由负变正时控制晶体管V₁的翻转导通。改变控制电压U_k的大小和正负，就可以改变晶体管导通的时刻，从而达到移相的目的，以此通过微分电路送出负脉冲去控制脉冲形成放大电路，使输出的触发脉冲在0°～180°之间移动。

并联垂直控制电路如图5-43所示。控制方式是将控制电压经过电阻变成电流后与同步电压经过电阻变成的电流进行并联，接在晶体管基极上，控制信号以电流形式与同步信号叠加。在图5-43中，要使NPN型晶体管V导通，必须使I_b＞0，否则晶体管截止。而I_b是由同步电压与控制电压经过电阻变换为电流叠加而得到的，与串联叠加效果相同。并联垂直控制电路比较简单，且有公共触点，各信号串有较大的电阻，调整时互不影响，实际使用较多。

图5-42 串联垂直控制电路

图5-43 并联垂直控制电路

某正弦波移相触发电路如图5-44所示。在同步移相环节送出脉冲时，使单稳态翻转，输出脉宽可调的、幅值足够的触发脉冲，起到脉冲整形与放大作用，其工作过程如下：

图5-44 某正弦波移相触发电路

a）稳态。在V₁截止时使V₂处于饱和导通状态，V₃、V₄处于截止状态，电容C₄经电阻R₉给二极管VD₄充电到电源电压，极性为左正右负。

b）暂态。当控制电压U_k与同步电压U_T产生的电流叠加使I_b1＞0时，V₁立即饱和导通，经C₄给基极输送负脉冲，V₂由饱和导通变为截止，V₃、V₄由截止变为饱和导通。脉冲变压器二次侧输出触发脉冲，由于R₁₂和C₆组成阻容正反馈电路，使V₄翻转加快，提高输出脉冲的前沿陡度。V₄导通经正反馈耦合，使V₂基极B点维持负电位，经R₉、R₁₂、V₄的饱和压降放电，同时B点电位升高，当U_B＞0.7V时V₂导通，V₃、V₄截止，暂态结束，恢复稳态，输出脉冲终止。电路自动返回后，电容C₆充电到稳定值，为下一次翻转做准备。

图5-44中的C₅起微分负反馈作用，能够提供触发电路的抗干扰能力。VD₇、R₁₃为防止V₃、V₄截止时在脉冲变压器一次侧感应下正上负的高压，引起V₃、V₄击穿，同时起续流作用。R₁₄对V₃、V₄基极电流产生分流，有利于提高抗干扰能力，在电路中增加二极管VD₁₀防止电源端进入负脉冲，引起误翻转。R₁₅为限流电阻，防止烧毁晶闸管控制极。二极管VD₉、VD₈可避免控制极承受反压。其中，V₁～V₃为3DG12B；V₄为3DD4；VD₈、VD₉为2CP2IF；其余为2CP12。电路输出脉冲宽度т=C₆（R₉+R₁₂），改变R₁₂就可调节脉宽。

②正弦波移相触发电路的优缺点

a）优点

·控制电压U_k与输出电压U_d成线性关系，可以看成是一个线性放大器，对闭环系统有利。

·能补偿电源电压波动对输出电压U_d的影响。如电源电压下降，同步电压随之下降，U_k不变，过零时左移控制α，减小为α′，补偿了电压的下降，使输出电压基本不变。

·线路简单，容易控制。

b）缺点

·由于同步电压直接受电网电压的波动及干扰影响大，特别是电源电压波形畸变时，U_k与U_T波形交点不稳定，导致整个装置工作不稳定。

·由于正弦波顶部平坦与U_k交点不明确无法工作。电源电压波动，导致U_k与U_T无交点，不发脉冲，所以，实际移相范围最多只能达0°～150°。为了防止各种可能出现的意外情况，电路中必须设置最小控制角α_min与最小逆变角β_min的限制。

4）同步电压为锯齿波的触发电路。锯齿波触发电路如图5-45所示。它由移相环节、脉冲形成和放大环节、双脉冲及脉冲转出环节等组成。这种触发电路抗干扰、抗电网波动影响的性能好，得到了广泛的应用。

①同步及移相环节。图5-46a为图5-45中同步变压器T的二次绕组输出交流电压U_T（其有效值为7V左右）的波形。由R₁、C₁组成的滤波器，用以清除干扰，并使这个交流电压相位后移60°，如图5-46b所示。经滤波的交流电压u_c1作用在晶体管V₁的基极、发射极之间，设u_c1的极性上正下负时为正方向，则u_c1为负值时晶体管导通，电容C₂被晶体管短接，忽略V₁的管压降，a点电位等于直流控制电压u_k，u_k的变化范围为0～6V。当ωt=θ₁时，u_c1过零变正，V₁由导通转为截止。控制电压u_k经晶体管V₂、电阻R₆和电位器W₁到-15V电源给电容C₂充电，u_k为正值，C₂两端电位极性是上负下正；又因为R₄、R₅、R₆和W₁及晶体管V₂组成了恒流源，所以d点电位是线性变化的。随着C₂充电，d点电位线性下降，到了d点电位低于0V时，V₃导通，d点破V₃发射结嵌位，接近0V。当晶体管V₁再次导通时，d点电位又为u_k。重复上述过程，d点形成线性良好的锯齿波。

图5-45 锯齿波触发电路

图5-46 锯齿波触发器2要点波形图

改变电位器W₁的值，即改变C₂的充电时间，就改变了锯齿波的斜率。改变直流控制电压u_k大小，就改变了触发脉冲产生的时刻，从而达到脉冲移相的目的。

②脉冲形成和放大环节。图5-45中，当V₃截止时，-15V电源经二极管VD₅和电阻R₈给电容C₃充电，充电结束后，C₃左端电压为-15V，右端电压略低于0V，所以V₄、V₅截止。当d点电位下降至0V，V₃由截止变为导通，e点电位由-15V跳变到0V，电容C₃两端电压不能突变，所以其右端电位由0V升到15V。V₄、V₅导通，脉冲变压器输出脉冲信号。V₄、V₅导通后，通过VD₆、VD₈、R₉、V₄、V₅、VD₄、V₃形成的回路放电。C₃放电结束，f点电位降至0V，V₄、V₅由导通变为截止，脉冲结束。因此，脉冲宽度取决于C₃放电回路的时间常数。

③其他环节

a）脉冲输出。要使脉冲开通时间缩短，改善串并联元件的动态均压、均流，改善触发可靠性，可以采用强触发环节，图5-47为强触发电源电路。

该电源接到脉冲变压器一次绕组上，电源由两组整流桥组成，第一组为40V，第二组为12V，其输出通过b点右侧的二极管连在一起，输出端a与脉冲变压器原绕组1端相连，当功率放大管V₄和V₅截止时，电容C₆、C₇充电至40V，整流桥输出12V，a点电位高于b点，二极管VD₉截止。V₄、V₅刚一导通，电容C₇立即通过脉冲变压器一次绕组V₄、V₅放电，脉冲变压器二次绕组感应一个峰值很高的脉冲电压。当a点电位随C₇放电，低于12V时，VD₉导通。整流桥供给脉冲变压器一次绕组12V电压，二次绕组感应的电压幅值减小，当V₄、V₅关断时，触发器的脉冲消失。因此在脉冲变压器二次绕组两端输出一个强触发脉冲。V₄、V₅关断后，第一组整流桥又给C₇充电至40V，为下一个输出脉冲做准备。

b）双脉冲环节。双脉冲环节是三相全控桥或带平衡电抗器反星形电路的特殊要求。在图5-48中，利用VD₆、VD₇组成或门电路，把f、g两点与其他相触发器的f、g两点进行适当的连接。三相全控桥式电路双脉冲安排顺序如图5-48所示。六个晶闸管的脉冲在相位上依次相差60°。脉冲1、2、3、4、5、6由各晶闸管的触发器本身产生。如对1号触发器，应在θ₁发出脉冲1触发晶闸管V₁，而在θ₂时，与V₆换流。2号触发器本身应发出触发脉冲2触发晶闸管V₂，同时再对V₁触发一次，即要求1号触发器此时再补发一个脉冲1′。脉冲1和1′在相位上相差60°。以此类推，就得到要求的双脉冲。

图5-47 强触发电源电路

图5-48 三相全控桥式电路双脉冲安排顺序

a）电路 b）波形

图5-49为双脉冲环行各触发器间的连线示意图。当1号触发器在θ₁发出脉冲时，由1号触发器的f点输出一个正脉冲经VD₇接至6号触发器的g点，使6号触发器的V₄、V₅导通一次，从而6号触发器在θ₁时刻产生一个脉冲6′，6号触发器就发出了双脉冲。