使用磁放大器的75W音频功率放大器电源设计

由PKS607Y构成的75W（峰值功率126W）音频功率放大器电源电路如图6-29所示。该电源具有以下特点：

（1）它属于多路输出反激式开关电源，不仅稳压特性好，还具有良好的瞬态响应及交叉负载调节率。5路输出中包括两路主输出：U_O1（+26V、1.45A），U_O2（-26V、1.45A）；3路辅助输出：U_O3（+15V、150mA），U_O4（+5V、150mA），U_O5（-15V、150mA）。连续输出功率为75W、峰值输出功率可达126W。+26V、-26V两路输出均可提供1.45A的连续输出电流（或2.42A的峰值输出电流），可用作OCL型音频功率放大器的电源。这种功率放大电路可采用±26V双电源供电，能省去输出电容，改善音频功率放大器的低频响应。

（2）OCL电路的两路输出是交替工作的，且在低频时的输出功率最大。在极端的情况下，有一路输出满载，而另一路输出空载，几乎所有能量都提供给满载输出。这就要求+26V、-26V两路主输出具有良好的交叉负载调节率，当某一路负载的瞬态变化量高达25%～100%时，这两路输出仍能保持平衡，负载调整率保持在±5%的范围内。为此在+26V、-26V主输出的电路中使用了磁放大器（magnetic amplifier），构成高频磁放大器稳压电路。磁放大器能使开关电源的输出得到精确控制，不仅能提高稳压精度，还能显著改善交叉负载调节率。

（3）+15V、+5V和-15V这3路辅助输出，分别由标准线性稳压器μA7815、LM78L05和LM7915提供。

（4）为减小μA7815、LM78L05的输入-输出压差，降低稳压器的功耗，高频变压器专门设计了一个18V绕组。

（5）满载时的电源效率大于82%，在交流265V输入时的空载功耗小于800mW。

磁放大器由取样电路、误差放大器、磁复位电路和可控磁饱和电感器构成。R₂₆和R₂₇为+26V、-26V总输出的取样电阻。使用一片LM358型双运放（现仅用其中一半）构成误差放大器。再经过磁复位电路中的晶体管VT₁（PNP管2N5401）、VT₂（NPN管MPSA42），分别接电感器L₂、L₃。当+26V、-26V平衡输出时，取样电压为零伏。

以+26V输出为例，当MOSFET导通时将能量储存在高频变压器中，此时L₂对高频开关电流呈高阻抗，VD₇也因被反向偏置而截止。当PKS607Y内部的MOSFET关断时，储存在高频变压器中的能量被传输到二次侧。但由于磁复位控制电路的输出电流流过L₂（流向为从右向左，令其为正向电流），将L₂磁复位，因此必须延迟一段时间后二次绕组流过L₂的电流（流向为从左向右，反向电流）才能由负值变为正值，然后迅速增大，使L₂进入磁饱和状态并呈现低阻抗，使+26V的输出整流管VD₇（16A/200V的超快恢复对管BYV32-200）开始导通。上述延迟时间即磁复位的持续时间，也就是阻断输出的时间。此后输出被接通，除给负载供电之外，还有一部分能量储存在输出滤波电容器上，以便在VD₇截止时能维持输出电压不变。

举例说明，当-26V输出的瞬间负载变小，导致U_O2变得更负时，经过R₂₆和R₂₇得到的取样电压U_Q就为负值。因U_Q加至误差放大器的反相输入端，故LM358输出的误差电压U_r为正值。此时VD₁₃截止，VD₁₄导通，U_r经过VD₁₄接VT₂的基极，经VT₂反相后变为负压，再经过R₁₄和VD₁₀来调节磁复位的延迟时间，延长L₂阻断输出的时间，使U_O2又升高到-26V，又能与+26V保持平衡输出。这就是磁放大器的稳压原理。

图6-29 75W（峰值功率126W）音频功率放大器电源的电路(www.xing528.com)

综上所述，可控磁饱和电感器在稳压电路中的作用等效于可控磁开关，只要改变磁复位的延迟时间，即可精细调节脉冲宽度，大大改善交叉稳压特性。

L2、L3是采用MP1305P-4AS型非晶态合金磁环绕制而成的。MP1305P-4AS是美国联信公司（Allied-Sicnal Inc.）生产的非晶态合金磁环，其外径尺寸为14.4mm，内径为7.9mm，高度为6.6mm。它具有高磁导率、B-H磁滞回线的形状呈矩形且矩形的长宽比很高、磁心损耗低、高温稳定性好等优点。通过外部电流来改变其磁通量，很容易实现磁饱和或磁复位。

±26V的电压反馈电路由高增益光耦合器IC2（PC817D）、稳压管VDZ4（1N5253B）和VDZ5（1N5254B）、温度补偿二极管VD15与VD16（两只1N4148）等构成。输出电压UO由稳压管VDZ4的稳定电压UZ4、VDZ5的稳定电压UZ5、R21上的压降UR21、VD15与VD16的导通压降UVD15和UVD16、光耦合器PC817D中LED的导通压降ULED来设定。有关系式

式中，，，，，故。

交流输入电压范围是195～265V。电磁干扰（EMI）滤波器由C₁～C₃、L₁构成。C₁、C₂和L₁可滤除从电源线引入的共模干扰，L₁为共模扼流圈。C₃用于滤除串模干扰。R₁、R₂为泄放电阻，断电后可将电容器上积存的电荷泄放掉。R_T采用负温度系数的热敏电阻（常温下电阻值为10Ω），可限制在刚上电时的浪涌电流。交流输入电压经VD₁～VD₄、C₄整流滤波获得直流输入电压，加至高频变压器（T）一次绕组的一端。一次绕组的另一端接PKS607Y内部功率MOSFET的漏极D。漏极钳位保护电路由瞬态电压抑制器VD_Z1～VD_Z3、超快恢复二极管VD₅、阻容元件C₆、R₅组成，可将漏极电压钳位在安全范围以内。输入欠电压检测电路由R₆和R₇组成。当输入电压过低时，只要流入EN/UV端的电流小于25μA，PKS607Y就将输出关断，起到欠电压保护作用。

PKS607Y中的开/关控制器是采用跳过周期的方法来实现稳压目的。当负载要求电源达到峰值功率时，开/关控制器只跳过少量的开关周期，使电源能在短时间内输出126W的峰值功率，并维持输出电压不变。而当输出连续功率时，它要跳过较多的时钟周期，以降低输出功率。这就是PKS607Y的稳压原理。

设计要点：

高频变压器采用EER28型铁氧体磁心。一次绕组分成两部分，分别用ϕ0.25mm漆包线双股并绕16匝、17匝。偏置绕组用ϕ0.30mm漆包线双股并绕5匝。+26V绕组、-26V绕组分别用ϕ0.60mm漆包线双股并绕8匝。18V绕组用ϕ0.33mm漆包线双股并绕6匝。在一次绕组、二次绕组与偏置绕组之间，各加一层屏蔽。一次绕组的电感量L_P=151μH（允许有±20%的偏差），最大漏感L_P0=5μH。高频变压器的谐振频率超过2MHz。