25W多路输出式开关电源实例

由TOP223Y构成25W多路输出式开关电源的电路如图2-13a所示。三路输出分别为主输出U_O1（5V、2A、10W）、辅助输出U_O2（12V、1.2A、14.4W）和U_O3（30V、20mA、0.6W）。总输出功率为25W。+5V主输出专门供CMOS、TTL数字电路使用，其负载调整率S_I≤1%，其余两路允许在±5%以下。交流输入电压范围是85～265V。高频变压器的有3个独立的二次绕组，仅在主输出端（+5V）设计了带TL431的光耦反馈电路。其特点是利用TL431型可调式精密并联稳压器构成误差电流放大器，再通过光耦合器对主输出进行精确地调整。

图2-13 由TOP223Y构成25W多路输出式开关电源及经过改进的电路

a）由TOP223Y构成25W多路输出式开关电源电路

图2-13 由TOP223Y构成25W多路输出式开关电源及经过改进的电路（续）

b）改进电路（局部） c）改进前后负载特性曲线的比较

设计要点：

（1）高频变压器采用EE29型铁氧体磁心，其有效磁通面积S_J=0.76cm²。留出的磁心气隙宽度δ=0.38mm。骨架有效宽度为26mm。一次绕组采用ϕ0.30mm漆包线绕77匝，偏置绕组用ϕ0.30mm漆包线绕9匝。二次绕组选择分离式绕法：5V绕组采用ϕ0.50mm漆包线3股并绕4匝，12V绕组采用ϕ0.50mm漆包线双股并绕9匝，30V绕组采用ϕ0.20mm漆包线绕22匝。

（2）每个绕组上仅传输与该路特定负载有关的电流。因3个二次绕组互相独立，故在确定各绕组的排列顺序上有一定灵活性。现考虑到5V（2A）和12V（1.2A）输出绝大部分的功率，因此可将这两个绕法中的一个靠近一次绕组。最佳排列顺序是先绕5V，再绕12V，最后绕30V，使各二次绕组之间耦合最好，漏感最小。反之，若将30V绕组紧靠一次绕组，由于5V及12V漏感较大，就会降低电源效率并且增加干扰。分离式绕法的缺点是漏感较大，在输出滤波电容上会产生峰值充电效应，导致轻载下的负载调整率变差；制造成本较高；骨架上的引脚较多（共6个）。

图2-13a所示电路仅从5V主输出上引出反馈信号，其余各路未加反馈电路。这样，当5V输出的负载电流发生变化时，会影响12V输出的稳定性。改进方法是给12V输出也增加反馈。25W多路输出式开关电源的改进电路（局部）如图2-13b所示。改进前后负载特性曲线的比较如图2-13c所示。下面介绍+12V输出的反馈电路设计方法。(www.xing528.com)

+12V输出的反馈量由R₆的阻值来决定。假定要求12V输出与5V输出的反馈量相等，各占总反馈量的一半，即反馈比例系数K=50%。此时通过R₆、R₄上的电流应相等，即I_R6=I_R4。TL431的基准端电压U_REF=2.50V。改进前，全部反馈电流通过R₄，因此

改进后，有50%的电流从R₆上通过，即I_R6=250μA/2=125μA。R₆的阻值由下式确定：

将U_O2=12V，U_REF=2.50V，I_R6=125μA代入式（2-1）中得到R₆=76kΩ，可取标称阻值75kΩ。由于I_R4已从250μA减至I′_R4=125μA，因此还需按下式调整R₄的阻值：

将U_O1=5V，U_REF=2.50V，I′_R4=125μA代入式（2-2）中得到，R₄=20kΩ。考虑到接上R₆之后，+5V输出的稳定度会略有下降，应略微增加R₄的阻值以进行补偿，实取R₄=21kΩ。

需要说明两点：第一，参照上述方法还可给+30V输出增加反馈电路；第二，当K≠50%时，可按下式计算R₆阻值：