ML4813滞环电流控制电路设计方法

反激式APFC调整器适用于小功率开关电源及节能灯电子镇流器的功率因数校正。如果要求APFC变换电路具有隔离功能或者输出电压低于输入电压，则采用反激式APFC电路是适宜的。

ML4813是美国微线公司推出的产品，这种控制器采用16脚的脚位排列，片内具有振荡器、误差放大器、电流限制比较器、PWM比较器、过电压比较器、欠电压封锁电路等。ML4813的内部结构如图7-17a所示，其引脚排列如图7-17b所示。

图7-17 ML4813的内部结构及引脚排列图

ML4813的1脚和3～8脚是-0.3～5.5V的模拟电压输入端，驱动输出最大峰值电流达1A。启动门限电压为16V±1V，关断阈值电压为10V±0.5V，启动电流为0.8mA，电源工作电流为20mA，IC振荡器的最大充电电流为5mA。该芯片的功能比一般芯片要强。

图7-18a所示的是将ML4813作为APFC控制电路的电感电流不连续传导的反激式APFC变换电路。作为一个电压型调整控制器，通过不改变占空比，迫使电源输入电流跟踪交流输入电压的变化，而且相位角几乎等于零，其结果是整个反激式APFC控制电路的阻抗呈纯电阻性，系统功率因数近似于1，并且只需在电源电路中使用很小的电感量和很少的外部元件，便可使开关电源的性能得到提高、体积得以缩小。

图7-18 ML4813作为控制器的反激式APFC变换电路

图7-19 反激式APFC输出电压

由图7-18a可知，该电路是非隔离式APFC电路，它的负输出V_OUT（-）即桥式整流输出电压，也为反激式变换电路的输入电压。正输出端电压V_OUT（+）叠加于V_OUT（-）之上，如图7-19所示。V_OUT（-）与V_OUT（+）的方向相反，幅值相等。

晶体管VT₁、VT₂，电阻R₁₁～R₁₃以及VD₇、VD₅组成启动电路，首先开关管VT₂导通，对电容C₈快速充电。当C₈的充电电压达到IC₁的门限电压（16V）后，IC₁被启动，变压器TR的二次绕组N_S便产生电压，二极管VD₇和电解电容C₈、C₉组成整流滤波回路，其输出电压供给IC₁的13脚，作为工作电压。变换控制器从通电至IC₁被启动的时间为0.7s。若用一只39kΩ的电阻代替启动电路（图中点划线内的有源电路），可以降低成本，减少元器件，只是启动时间太长。在输入电压为85V的条件下，启动时间长达12s，这是不允许的，可在39kΩ电阻上并联一只正向二极管或减小C₈的容量，如图7-18b所示。

功率驱动开关管VT₃工作在不连续电感电流传输模式下，它通过ML4831的12脚来控制VT₃的栅极。VT₃在导通期间，变压器TR的一次绕组N_P的电感开始储存能量；当VT₃截止时，N_P所储的电能向电容C₄充电，流经N_P的电流为三角波。在VT₃导通期间，供电电源通过N_P的电流从零值又上升到峰值。这一作用过程始终在控制开关管占空比的作用下进行。峰值电感电流的大小主要决定于全波整流的瞬时电压值。开关功率管VT₃关断，N_P中的峰值电流由顶端向下降落到零。峰值电流一旦回落到零，下一个周期即由此开始。如图7-20所示，电感峰值电流是VT₃开关三角波的包络线。平均电流是峰值电流的2/3左右。

功率开关管VT₃导通时间的长短与IC₁内部的PWM比较器、误差放大器及变压器一次电感量L_P等有关。从图7-20可以看出，整流输出的电流即为三角波开关电流的平均值，它的波形为正弦波，其平均电流实际上即为交流输入电流。

电感峰值电流可以由下式求出：

图7-20 反激式APFC电路电感电流波形

式中，I_L为电感峰值电流（A）；V_IN为瞬时交流输入电压，为；t_on为功率开关管导通时间（ns）；V_IN（PK）为输入峰值电压（V）。

电感峰值电流的包络呈正弦波，若包络的波峰电流为I_PK，那么I_L为

I_L=I_PKsinθ （7-14）

根据式（7-13）和式（7-14），开关功率管的导通时间为

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式中，V_IN（RMS）是交流输入电压的有效值。开关电流的平均值可以用下式表示：

式中，T为开关周期。

将式（7-15）代入式（7-16），可得：

从式（7-16）可以看出：开关电流平均值呈正弦波形，并且与输入电压同相位，平均电流的峰值，结果与式（7-17）相同。平均电流峰值也可以用下式表示：

根据式（7-17）和式（7-18），可以得到输入功率P_IN的表达式：

即开关电源输入功率的大小与变压器的一次电感、工作频率以及峰值电流的二次方成正比。

为了保证控制变换电路的最好工作特性和最小电感峰值电流，电感电流应在最低交流输入电压和满负荷输出的基础上进行运行，才能称得上最佳反激式APFC调整控制器。因此，要求最小电感峰值电流要保证变换电路的最佳工作特性。

式中，，实为最低交流输入电压；V_OUT为反激式变换电路的输出电压。根据式（7-19）和式（7-20），可以确定反激式变压电路的一次电感的最大值：

只要根据式（7-21）计算出电感值，就可以保证APFC调整器在不连续模式下工作。相反，如果调整器在连续模式下工作，就会使输入电流不呈现出正弦波。在设计中要注意的是，选用电感值一定要比式（7-21）的计算值小15%左右。反激式APFC调整电路中的变压器TR不但为电路提供不连续模式下的电感电流，还为IC₁提供电源工作电压。如果变压器磁心采用飞利浦公司生产的3019 PL00-3FC型带隙铁氧体磁心，那么变压器的一次绕组匝数为56匝，二次绕组则为5匝。

ML4831的4脚是误差放大器的反相输入端，APFC调整器输出的电压调整信号经过控制环路进入该端。同相输入在IC₁内与5V基准电压相接，误差放大器的反相输入端接入反馈信号，误差放大器便产生一个误差电压输入到PWM比较器进行脉宽调制。输出电压V_OUT（-）和V_OUT（+）分别经过电阻R₁、R₃通过IC1的7脚和8脚输送到差压放大器，放大信号由6脚输出。

变换电路的输出电压（V_OUT）是由IC₁内的基准电压（V_REF=5V）和控制回路中的电阻决定的：

将电路中的阻值代入上式，得到：

IC₁的5脚用于检测输出电压，当5脚检测到输出电压低于1.12V_OUT=1.12×200V=224V时，经过片内运算放大器处理后输出电压增大，片内驱动晶体管输出电压升高，6脚输出至误差放大器和比较器的电压升高。R₁₇和VD₈的作用是提高电路的功率因数，提高抑制由于开关管的漏极所产生的寄生电容与电路电感而引起的振荡的能力。有时还会出现以下情况：在开关周期开始时，电感电流使电流正弦波起点非零化，从而引起交流输入电流波形失真，谐波含量升高。R₁₇和VD₈能有效地抑制电感振铃而引起的电流波形失真，提高功率因数。