峰值电流控制法电路设计优化

峰值电流控制法的开关频率是恒定的。在图7-13中，APFC控制器现选用韩国三星公司生产的KA7524。APFC预调整电路适用于200W以下，尤其是150W的开关电源有源功率因数调整功能。这种IC在各类APFC芯片中价格比较便宜，市场上容易买到。可用KA7524作为控制器来设计DCM传导模式，实现电源降压节电控制。关于峰值电流控制法的APFC工作原理在前面已作了介绍。只要预调整电路的元件选择适当，布置合理，用KA7524就可以使APFC升压变换电路的预调整电路的功率因数高于0.99，输入电流的总谐波含量THD小于1.55%。APFC升压调整电路的输入电压为85～265V（交流，50Hz），输出电压为400V（可调节的直流电压），输出功率可达150W，变换效率η>95%，功率因数可达0.99以上。

图7-13 以KA7524作为控制器的APFC升压式调整电路

1.升压变换电路的设计

升压变换电路也叫升压电感器。在图7-13中，升压变换电路TR的一次电感L_P是APFC调整器的升压电感，起着峰值电流传递和升压的作用。变压器TR的二次绕组N_S的作用有二：一是作为零电流检测传感器；二是与电阻R₄、整流二极管VD₅和电容C₃组成电源滤波整流电路，供给KA7524调制器启动电压。TR是APFC升压变换电路中的关键元件之一。

桥式整流所输出的直流电流流经升压变换电路的一次绕组L_P，也是桥式整流前的输入电流I_IN。图7-14是一次电流I_P的波形示意图。由图可知，电感电流呈三角波。开关管在导通期间，电感电流从零开始沿着斜坡上升到达“顶峰”；在开关管截止期间，电感电流从顶端峰值沿斜坡下降到零。只要电感电流一跌落到零，开关晶体管就导通，进入下一个开关周期，电感峰值电流I_LP是平均输入电流I_IN的两倍。由此可见，有下列公式存在：

式中，I_IN是输入电流的平均值；I_LP是变压器一次电感的峰值电流。

图7-14 升压变换电路电感电流I_P的波形图

最大交流输入电流由下式计算：

式中，P_OUT是APFC调整器的输出功率（W）；η是变换电路的效率；V_IN（min）为最低交流输入电压（V）；I_IN（max）为最大交流输入电流（A）。

现设计一台升压变换电路，输出功率P_OUT=100W，变换电路的效率η=95%，变换电路的工作频率为50kHz，计算变换电路的一次电感L_P以及一次、二次匝数。

由式（7-2）计算最大交流输入电流I_IN（max）：

根据式（7-1）求出一次电感峰值电流I_LP（max）：

升压变换电路的一次电感L_P为

式中，V_OUT为APFC升压变换电路的输出电压，为400V（DC）；V_IN为交流输入额定电压，为260V。

将已知数据代入式（7-3），可求出升压变换电路的一次电感值L_P：

电感L_P与交流输入电压的额定值、最低交流输入电压有着非常重要的关系。一次电感L_P计算出来以后，磁心的选择大多利用面积乘积A_P的方法来确定。在这里利用铜损因数的方法来确定磁心，具体公式如下：

式中，I_LP=I_LP（max），为最大峰值电感电流（A）；B_max为最大磁感应强度（T），取B_max=0.15T；Ω=1.724×10^-8Ω·m；P_Cu为铜的最大功率损耗（W），按照经验一般铜损是最大输出功率的1.5%，所以P_Cu=100×0.015W=1.5W。

所选用磁心的铜损因数K_g必须高于用上式所计算出的因数。设所选用磁心的因数为K_g′，则

式中，K为绕组系数，设K=0.36；A_w为绕组骨架窗口面积（mm²）；A_e为磁心有效截面积（mm²）；l_w为每匝绕线平均长度（mm）。

根据表7-1，现选用PQ26/20，则绕线窗口面积A_w=60.4mm²，磁心有效截面积A_e=113mm²，绕组平均长度l_w=56.2mm，这时。

表7-1 APFC升压变换电路和开关电源常用磁心型号及有关数据

（续）

计算结果表明K_g′＞K_g，PQ26/20磁心可以选用。

计算升压变换电路的一次匝数N_P：

绕组磁导线截面积为

可选用径为0.33mm的高强度漆包线。

磁心气隙长度L_g为

二次绕组N_S两端的电压V_S=15V，因此二次绕组的匝数N_S为

2.乘法器分压电阻及电流比较器外接元件参数的计算

电阻R₁、R₂（见图7-13）是乘法器取压的分压电阻；R₁₁是电流传感电阻；R₁₂、R₁₃是误差放大器偏置电阻。另外，还有补偿网络的C₄和R₇、R₈等，这些是APFC调整器的重要元件，所以要对电路进行仔细计算。IC₁的3脚是乘法器的电压输入端，该脚输入电压的最大值不得超过2V，输入最大电压经全波整流后为。

（1）乘法器取压电阻R₁、R₂的计算

设R₂=12kΩ，则有，因此有：

R₁+12kΩ=12×177kΩ=2124kΩ

R₁=（2124-12）kΩ=2112kΩ≈2.1MΩ

电容C₂的作用是高频滤波，旁路掉输入部分的尖峰电压。一般C₂取0.01μF。

（2）电流传感电阻R₁₁的计算

KA7524乘法器输入电压V_MO的大小，由4脚输出的门限电压决定。开关管VT的源极串接电阻R₁₁，用来检测升压变换电路一次绕组N_P的电流，峰值电流通过4脚的门限电压来控制。乘法器的输入电压由下式决定：

V_MO=KV_IN1V_IN2=KV_IN1（V_EO-V_REF） （7-6）

式中，K=0.8，是KA7524乘法器的增益；V_IN1为乘法器在最低交流输入时3脚的最高输入电压；V_IN2为乘法器输入电压，V_IN2=V_EO-V_REF，V_EO=3.5V；V_REF为基准电压，V_REF=2.5V。(www.xing528.com)

乘法器3脚的输入电压是

将已知数据代入式（7-6）进行计算：

V_MO=0.8×0.96×（3.5-2.5）V≈0.77V

升压变换电路关断时的最小占空比D_min为

（3）电流传感电阻R₁₁的功耗

R₁₁可选用0.5Ω/0.5W精密金属膜电阻。调整电路中的电阻R₉和电容C₅用于消除开关管VT在导通期间所产生的尖峰电流。如果尖峰电流的时间间隔t=500ns，要求R₉C₅。当R₉=330Ω时，则有：

3.误差放大器的偏置电阻

电阻R₁₂、R₁₃与电位器RP₁是误差放大器的偏置电阻，在保证误差放大器正常工作的前提下，可用来调整输出电压V_OUT的高低。这3个电阻之间存在这样的关系：

电位器RP₁在实际电路中不存在，因为它影响输出电压V_OUT，所以有。设R₁₂=1MΩ，则

R₁₃可选用6.2kΩ、1/4W电阻。

IC₁（KA7524）工作在高频时，可以顺利地进行脉冲控制转换，可是在低频下往往对一些低频信号有“丢失”的现象，所以在IC₁的反相输入端与误差放大器的输出端之间并接有由C₄和R₇、R₈组成的频率补偿网络，用以防止信号“丢失”和抑制有源功率因数校正的升压变换电路输出电压的纹波。设纹波频率f_rip=100Hz，放大器的增益G_ain=40dB=0.01，则电容C₄、电阻R₁₂与增益的关系是

C₄可选用0.1μF的普通电容。电阻R₈、R₇用于改善负载的瞬态响应，要求R₈≫R₁₃，R₈选用1MΩ电阻。R₁₀必须远小于R₁₂，取R₁₀=150kΩ。R₇的阻值在1kΩ到4.7kΩ之间，取R₇=2.2kΩ。

4.启动电路元件的计算与选用

启动电路的元件包括R₃和C₃。升压电感L_P在输入脉动电压的作用下，在变压器的一次侧产生电感L_P，同时也在二次绕组中感应出电流I_S。升压变换电路的二次绕组N_S的两端电压为15V，此电压通过二极管VD₅和电容C₃整流滤波后，向IC₁的8脚提供12V的直流电压。二次侧脉动电压通过R₅向IC₁提供3mA的控制电流。R₅的阻值为22kΩ，VD₅选用快速恢复二极管1N4148。R₄是限流电阻，其阻值不能太大，否则会引起损耗，使供给IC₁的电流不足，可选用3.3Ω。启动电阻R₃应保证在最低输入电压V_IN（min）下，为IC₁提供足够大的启动电流。

式中，I_STR（max）为IC1的启动电源电流，为0.5mA；V_IN（min）=120V。

在最高输入电压V_IN（max）下，取压电阻R₃的功耗为

启动电容C₃的选用原则是：电容的放电时间必须大于来自变压器二次侧的自举电压达到IC₁的8脚启动门限电压的时间。电容C₃的容量由以下两式决定：

式中，ΔV_rip为纹波电压，设定为2V；I_op为IC₁的工作电流，一般取6mA；I_dy为IC₁的动态电流，一般取20mA；f_rip为纹波频率，为工频的2倍，即100Hz；Δt为自举电压达到IC₁的启动门限电压的时间，设定值为8ms；ΔV_H（min）为IC₁的最小滞后电压，取1.8V。

将以上有关数据代入式（7-9）、式（7-10），得到：

选取C₃为100μF。

IC₁的启动门限电压V_STR=10V，电源启动电流I_STR=0.25mA。当电路通电后，电路的最大启动时间为

5.输入、输出滤波电容的计算及整流二极管、升压二极管的选用原则

在图7-13中，C₁是APFC电路的输入电容，它的作用是滤除高次谐波；电容C₆是APFC电路的输出滤波电容，用于滤除输出电压的脉动交流成分，使电压平直。APFC升压变换电路的有效电阻是

电容C₁的容量为

式中，f为升压变换电路的工作频率，取50kHz；φ为输入电流的纹波百分比，应小于5%。依照C₁的计算公式，有

C₁选取0.47μF/630V小型聚酯薄膜电容。

输出电容C₆的容量由下式决定：

式中，I_OUT为变换电路输出电流（A）；f_IN为输入电源的频率（Hz）；V_p-p为输出纹波电压的峰峰值（V）。

变换电路的输出电流为

设输出纹波电压是输出电压的5%，则

V_p-p=V_OUT×5%=400×0.05V=20V

根据式（7-12），则

C₆选取47μF/450V的电解电容。

整流二极管VD₁～VD₄的选用只注意两个问题，第一是电流问题。流入每只二极管的电流为正弦波，输出最大功率，输入最低交流电压的4只整流二极管中每只二极管的平均电流为：I_AVE=IIN（max）/π=0.88/3.14A≈0.28A。选用二极管时，应使其额定电流大于平均工作电流的3倍，即I_F≥3I_AVE。第二，二极管的最高反向工作电压V_RM是设计二极管工作电压峰值的2倍，即V_RM≥22V_IN（max）=2×2×260V≈735V。根据以上计算结果，VD₁～VD₄可选用1000V/1A硅整流二极管1N4007。

升压二极管VD₆必须选用超快速恢复二极管，反向恢复时间不得大于100ns，反向截止电压要求达到升压变换电路输出电压的1.5倍，电流容量不低于电感峰值电流的2倍。按这一要求选用UF5406超快速恢复二极管作为变换电路的升压二极管，它的主要技术参数是：最高反向工作电压V_RM=600V，工作电流容量I_d=3A，反向恢复时间为50ns。