开关电源驱动回路优化设计

1.功率驱动的方式

开关电源功率晶体管有两种驱动方式：一种是直接驱动；另一种是隔离驱动。直接驱动有简单基极驱动、推挽驱动和抗饱和驱动3种，如图2-9所示。驱动信号V_e由TTL电路直接提供，也可由反馈控制信号提供。电路采用双电源（即±V）供电的方式，以建立快速关断反向电流。如果对工作速度要求不高或电源功率不大时，可采用单电源供电，此时应将负电源接地。图2-9b表示推挽驱动方式，驱动信号V_e为低电平时，VT₁、VT₂导通（VT₁、VT₂为复合管），经RC微分电路向VT₄提供基极驱动电流，使VT₄导通。当驱动信号V_e为高电平时，VT₁截止，使VT₃导通，A点快速进入低电平，经RC微分电路向VT₄提供反向基极电流，使VT₄加速截止。电容C在开关过程中起着加速导通和截止的作用。图2-9c所示电路在图2-9b所示电路的基础上，增加了钳位二极管VD₂和稳压二极管VS，使VT₄工作于准饱和状态，从而更提高了电路的工作速度，也为冲击峰值电压起到了分压保护作用。

图2-9 功率晶体管的直接驱动方式

很多开关电源要求主电路与控制电路隔离，隔离的目的是保证电路安全和提高电路抗干扰的能力。一般采用的隔离方式是用脉冲变压器和光耦合器进行隔离，如图2-10所示。在图2-10a中，当VT₁关断时，脉冲变压器的二次侧感应出电压，脉冲电流流向VT₂的基极，VT₂由关断快速转向导通。图2-10b所示电路是利用光耦合器进行电信号传递。光耦合器所传递的电信号是毫安级的电流，这种信号不能直接驱动VT₄，必须在控制脉冲的作用下加进VT₂、VT₃功率放大电路，才能达到脉冲调制驱动的目的。但是光耦合器在传递信号时有较大的时间延迟，这样会使传递的信号造成波形失真甚至畸变，不能准时触发或误触发，工作的频率也不能太高，限制了开关电源的小型化。

图2-10 隔离电路

基极驱动信号要求脉冲前沿陡峭，而且还要有一定的时间间隔，使VT₄进入饱和或截止有一段时间缓冲，VT₄有一个完全间歇状态，缩短VT₄的储存时间，为降低开关损耗创造条件。基极控制驱动电路在主电路发生故障时能及时、迅速地切断与主电路的联系，进行自我保护。

2.功率驱动电路的驱动方法

（1）基极正向电流驱动

当放大晶体管的集电极加上额定工作电压后，在信号脉冲的作用下，便有I_B1电流经R_F流向VT₂，使VT₂快速导通，如图2-11a所示。基极正向驱动的供电电流的偏置电路采用正向接法，正向偏置电阻R_F是限流电阻，其阻值由下式计算：

式中，I_B1是正向偏置基极电流；V_CC是正向偏置的供电电压；V_CE1是放大晶体管VT₁的集电极-发射极的管压降；V_BE2是驱动晶体管VT₂的基极-发射极的管压降。

在上式中，如果V_CC发生变化，也会影响到I_B1的变化，所以，在正向基极驱动电路中，对供电电源应采取稳压或钳位措施，以保证基极电流正向驱动的可靠性。

（2）基极反向电流驱动

基极反向电流驱动方法如图2-11b所示。反向偏置电路与正向偏置电路的最大不同点是电源极性相反。为保证反向偏置电流在反向偏置安全工作区顺利流通，必须满足基极电流关断的时间，否则，电路中存在残流，无法保证触发脉冲的完整性。由图2-11b可知，反向偏置基极限流电阻R_P的阻值由下式求得：

式中，I_B2是反向基极偏置电流；V_EE是反向基极偏置的供电电压；V_CE1为放大晶体管VT₁的集电极-发射极的管压降；V_BE2为驱动晶体管VT₂在关断期间基极与发射极间的电压。

反向偏置供电电压V_EE不得超过VT₂发射极与基极间耐压值的变化范围，否则，基极反向驱动将失效。

图2-11 功率驱动电路的驱动方法

3.开关功率管的选用

开关功率管是开关电源的重要部件，是关系到电源损耗、功率效率的关键器件。以图2-12为例计算开关功率管的主要参数。这些参数既不是选用的开关管反向耐压越大越好，也不是放大倍数越高越好用，而是综合电路参数及其承受的应力应平衡。首先计算开关管所承受的峰值电压V_dsp。(www.xing528.com)

式中，R₃是电路吸收电阻，根据图2-12，R₃=4.7kΩ；V_1（max）是输入最大直流电压，V_1（max）=；V_1（min）是输入最小直流电压，V；L_P是图2-12中绕组N₁的电感量，根据图2-12计算L_P=887μH；t_on（min）/T=D_min，由3.1.3节得知D_min=0.2。

图2-12 吸收回路

式中，N₁、N₂的值由3.1.3节计算所得。

图2-13所示，峰值电压为浪涌电压、吸收电压V_R3、输入最大直流电压V_1（max）之和。

开关功率管所消耗的总功率P_Q1为

按图2-14分别计算开关管在导通时起点和终点的电流I_ds1、I_ds2。

式中，ΔI_L为电流在扼流圈上的波动值，按10%计进行计算。

上述式中t₁、t₂、t₃、t₄的值如图2-14所示。

图2-13 开关功率管电压峰值波形

图2-14 开关功率管的电压和电流波形

t₁+t₂+t₃=t_on（max），t₄=t_off，t₃为开关管的储存时间。

开关功率管MOSFET的PN结温度T_j越高，导通电阻R_ds越大，功耗也越大。当T_j超过100℃时，R_ds是产品目录给出值的1.5～2倍。所以，开关功率管的损耗主要是由于R_ds而产生的。这时有必要加t_on进行计算，也就是在V_1（min）时采用t_on（min）进行计算。这里VT₁采用IRF734，查技术参数表可知t_on=0.04μs，t_off=0.10μs，t_on（max）=2.0μs。根据图2-14，t₂=（2.0-0.04-0.10）μs=1.86μs。由上面公式求得