直接提取法：双边带信号的载波提取方法

移相键控信号的频谱包含载波及其上下边带,因此接收端有可能从移相键控信号提取载波。但是,对于2PSK信号,1码发cosωc t,0码发-cosωc t,两者载波是相反的。如果数据序列中1码与0码的数目相等,则接收端利用窄带滤波器选取载波频率将得不到输出。必须先让2PSK信号经过非线性器件,产生二倍频信号,这个二倍频信号经过2∶1分频器,获得需要的载波。同样,对于4PSK信号,四个四进码分别发cos(ωc t+45°)、cos(ωc t+135°)、cos(ωc t+225°)、cos(ωc t+315°)。如果数据序列中四种四进码数的数目相等,则接收端利用窄带滤波器直接选取载波频率将得不到输出。必须先让4PSK信号经过非线性器件产生四倍频信号,四种四进码的四倍频信号将是同相的,经过窄带滤波器后就可以选出四倍频信号,这个四倍频信号经过4∶1分频器,获得需要的载波。

设发送端发出键控信号s(t)sinωc t。接收端的接收解调电路如图7.10(a)所示,先经过整流器,相当于对S(t)sinωc t起到平方作用,可得

整流器输出中有幅度慢变化的载波二倍增波,这是有用的。可以先通过窄带滤波器或谐振电路选出这载波二倍谐波2ωc,并加以放大和限幅;然后进入双稳态或计算式二分频器,其输出就是解调所需要的载波了。

类似的提取载波法也适用于四相调制系统。不过,四相调制系统的提取载波法必须按照图7.10(b)所示的电路来实现。接收端收到的4PSK信号先经过四倍频,然后经过一个对4ωc谐振的窄带滤波器,最后经过四分频,就可得到所需要的载波了。

图7.10 接收端接收信号的直接提取法

对于载波遏止的双边带信号(接收端收到的两个边带cos(ωc±Ω)t),只能利用平方律非线性器件,使两个边带频率相加,得到载波的二倍频,然后经过2∶1分频,获得需要的载波,这与移相键控信号的提取载波相似。至于载波遏止的单边带信号,接收端的倍频/分频方式是不适用的,它没有办法从SSB信号提取载波,只能利用发送端的插入导频。对于残留边带信号,虽然在原则上可以从残留的双边带提取载波,但双边带的频带过窄,也以采用插入导频法为宜。(www.xing528.com)

这类直接提取载波的方法都存在一个问题:由于分频过程的不确定性,所以从二分频得到的载波可能会有180°相位模糊问题。如图7.11(a)所示,虚线是正弦载波ωc,它经过倍频、滤波、放大以后,得到频率为2ωc的正弦波。在图7.11(b)中可看到,只有从负到正引起的脉冲才能使双稳态触发器改变状态,而从正到负引起的脉冲并不能使触发器改变状态,所以要使触发器成为分频器,输出频率必须是输入频率的1/2。然而,触发器的初始状态有两种可能:一是输出端处于低电位,如图7.11(c)所示;二是输出端处于高电位,如图7.11(d)所示。当输入端第一个脉冲进来时,输出可能由低电位升到高电位〔如图7.11(c)所示〕,也可能由高电位降到低电位〔如图7.11(d)所示〕。图7.11(d)提供的载波与图7.11(c)提供的极性相反。如果解调器使用图7.11(c)所示的载波得到1码,则使用图7.11(d)所示的反相载波将得到0码,在每次开机时,或在通信中断后再恢复时,或在通信运用期间受到干扰时,触发器的初始状态都有可能从一种状态改变至另一种状态,结果载波有正有反,这将造成输出数据的混乱。在四相调制系统如果提取载波采用四分频(即分级二分频器),甚至会出现四个90°相位模糊问题。

图7.11 相位模糊问题

为了克服这种相位模糊问题,可以考虑采用两种方法:其一是发送端先把绝对码换为相对码,让相对码经过调制、传输和解调,然后将接收端解调后得到的相对码再变回为绝对码,另一种方法是对调相系统,采用二相或四相差分移相键控方法。

对于2PSK信号,提取载波可以不用上述的整流器和分频器,而是多用一个倒接开关调制器,如图7.12所示,接收信号一路进入解调器,另一路经过延迟后进入倒接开关调制器,并与输出数据信号相乘。控制1码为“+1”,使接收信号正向通过,控制0码为“-1”,使接收信号反向通过,这样,接收的2PSK信号变成正弦载波信号,从2PSK信号获得的频率就是载波频率。经过窄带滤波器后,正弦载波信号波形变得更加干净。正弦载波通过限幅器后,形成载波方波,并加到解调器上。解调器采用倒接开关调制器,载波正半周使接收信号正向通过,载波负半周使接收信号反向通过。这样,解调器输出经过低通滤波器,得到数据信号1码和0码。图7.12所示的接收信号经过延迟器后才进入载波提取的倒接开关调制器,延迟器的延迟量等于解调器时延和低通滤波器时延的总和,使接收信号进入倒接开关调制器的时间和数据信号控制倒接开关的时间相符合。这种方法虽然避免使用分频器,仍存在相位模糊问题。

图7.12 2PSK信号的载波提取