PI公司LinkSwitch-PH系列LED驱动器的工作原理与应用

4.8.2.1 PI公司LED相控调光驱动LinkSwitch-PH系列产品的特点与有关控制功能

1.PI公司LED相控调光驱动LinkSwitch-PH系列产品的特点

利用LinkSwitch-PH可以简化发光无闪烁相控调光LED驱动电路的设计，驱动电路功率因数和工作效率高。

LinkSwitch-PH采用先进的控制技术，能够提供有源PFC、精确恒流输出和一次侧控制。可以在宽交流输入电压范围内工作，驱动输出功率可以高达50W^[73]。

LinkSwitch-PH与LinkSwitch-PL性能特点对比如表4-33所示。LinkSwitch-PH引脚封装图如图4-225所示，引脚图如图4-226所示，内部功能框图如图4-227所示，LinkSwitch-PH引脚功能如表4-34所示，LinkSwitch-PH系列产品输出功率表如表4-35所示，典型应用电路工作原理图如图4-228所示。

表4-33 LinkSwitch-PH与LinkSwitch-PL性能特点对比

图4-225 LinkSwitch-PH引脚封装图

图4-226 LinkSwitch-PH引脚图

图4-227 内部功能框图

表4-34 LinkSwitch-PH引脚功能

表4-35 LinkSwitch-PH系列输出功率表（参见注释：1，4，5）

注：1.封装：eSIP-7C，eSIP-7F；

2.C_BP=10μF时的最小输出功率；

3.C_BP=100μF时的最大输出功率。LNK4x3EG C_BP=10μF；

4.功率水平根据典型的LED灯负载电压以效率大于80%计算得出；

5.连续输出功率是在敞开式设计及有足够的散热、环境温度为70℃的条件下测得。

图4-228 典型应用电路工作原理图

LinkSwitch-PH可以大幅度简化电路设计，工作寿命长、功率因数大于0.9，并具备相控调光控制功能（LNK403-410）。

单级集成式PFC和恒流控制可以省去大容量电解电容。LinkSwitch-PH器件采用先进的一次侧控制技术，能提供精确的恒流控制，无需反馈控制回路的光耦合器和电流控制电路。

LinkSwitch-PH内部集成了一个耐压725V的功率MOSFET管、一个连续导通工作模式PWM控制器、一个自偏置的高压开关电流源、频率抖动、逐周期电流限电流及迟滞热关断电路。通过其内部控制算法和小容量输入电容设计可以实现高功率因数。连续导通模式可以减小初级峰值电流和电流有效值。这些有利于降低EMI噪声，可以使用更简单和更小的EMI滤波元件。电路无需使用二次侧检测即可实现输出电流调节，提高了电路工作效率。

LinkSwitch-PH控制器内部包括一个振荡器、反馈（检测及逻辑）电路、5.9V稳压器、迟滞过热保护、频率抖动、逐周期限电流、自动重启动、电感校正、功率因数以及恒流控制功能电路。

LinkSwitch-PH系列产品具有以下特点。

1）绿色、无卤素和符合RoHS要求的封装；

2）EcoSmart^TM-工作效率高、节能，无需使用电流检测电阻，所需外围元件数量少，工作效率高达90%以上，低待机功率，具有远程ON/OFF控制功能（AC230V输入时小于50mW）；

3）精确稳定的工作性能，可以补偿输入电压变化和变压器电感容差，频率调制技术可以大幅度减小EMI滤波器的尺寸和成本；

4）先进的保护及安全工作特性，负载开路故障检测，带迟滞的自动热关断重启动，通过自动重启动提供短路保护，无论在PCB上还是封装上都可以保证高电压漏极引脚与其他所有信号引脚之间满足高电压爬电要求；

5）控制环路无需用外接补偿电路，单级PFC和精确恒流输出，工作寿命长（无电解电容），通用交流输入市电供电电压范围，反馈回路无需光耦合器，简化了一次侧PWM调光的控制接口，适用于发光无闪烁相控LED调光应用场合。大幅度简化了离线式LED驱动电路设计。

2.PI的LED驱动器LinkSwitch-PH系列产品的有关控制功能

（1）图4-229表示反馈引脚电流与工作状态的关系曲线。当电流超过I_FB（SKIP）时，开关被禁止；电流低于I_FB（AR）时，LinkSwitch-PH进入自动重启动工作模式。

反馈引脚电流还可用于箝位最大脉冲占空比，用于限制输出过载和开环工作条件下的可用输出功率。这种脉冲占空比减小控制特性还可以提升单路输出电流启动工作特性，防止输出过冲^[74]。

（2）开关工作频率为66kHz。为使EMI电平更低，采用频率抖动技术，开关工作频率抖动（调制）了约±1kHz。

（3）控制器具有软启动时序控制功能，它可以在软启动期间（t_软启动）抑制自动重启动保护功能。启动时，LinkSwitch-PH箝位最大脉冲占空比以降低输出功率。

（4）参考引脚（R）通过外接电阻接地（源极）。通过外接电阻的取值设定内部参考基准，从而决定电路工作于调光（LNK403-410）工作模式还是非调光（LNK413-420）工作模式，以及电压监测引脚的输入欠电压和过电压阈值。

对于采用LNK413-420的非调光或PWM调光应用来说，高输入电压和通用输入电压设计的外接电阻应取值为24.9kΩ±1%，低输入电压设计的外部电阻应取值为49.9kΩ±1%。对于采用LNK403-410的相控调光应用，外接电阻应取值为49.9kΩ±1%。由于电阻误差直接影响输出误差，建议采用±1%误差的电阻。

（5）LinkSwitch-PH器件能够调整内部增益以适应满输出功率设置或做减输出功率设置。这样就可以根据散热和工作效率的需要，选择较大规格器件并达到降低功耗的目的。(www.xing528.com)

功率增益根据旁路引脚电容的值来选择。满功率设置根据100μF电容来选择，减功率设置（较高工作效率）可以根据10μF电容来选择。旁路引脚电容可以同时设定内部功率增益和过电流保护阈值。与较大规格的器件不同，LNK4x3的功率增益不可编程。LNK4x3应使用10μF电容。

图4-229 反馈引脚电流工作特性关系曲线

（6）远程ON/OFF电压监测引脚控制工作原理如图4-230所示，电压监测引脚的内部电路连接有1V的输入阈值比较器，这个电压阈值可用于实现远程ON/OFF控制。当电压监测引脚接收到禁止输出信号时（电压监测引脚通过一个光耦合器接地），LinkSwitch-PH将使在内部的功率MOSFET管被强行关断之前完成当前开关周期。

远程ON/OFF功能也可以用作节能工作模式或电源开关来关断LinkSwitch-PH，使LinkSwitch-PH长时间处于极低功耗状态。进入这个工作模式后，当LinkSwitch-PH被远程导通，它将在旁路脚电压再次达到5.9V时执行正常的软启动程序。

图4-230 远程ON/OFF电压监测引脚控制

在最差工作情况下，从远程导通到启动的延迟时间可以和旁路引脚的整个充放电时间相同。这种降低功耗的远程关断工作模式可省去昂贵并且工作不可靠的机械电源开关。

（7）在内部功率MOSFET管处于关断工作期间，内部的5.9V稳压器会从漏极电压吸收电流，将连接到旁路引脚的旁路电容充电到5.9V。旁路引脚是内部供电电压节点。当内部功率MOSFET管导通时，LinkSwitch-PH利用储存在旁路电容内的能量工作。内部电路极低的功耗使LinkSwitch-PH可以使用从漏极吸收的电流持续工作，一个10μF或100μF的旁路电容就足够实现高频去耦及能量存储。

另外，当有电流通过一个外部的电阻为旁路引脚供电时，一个6.4V分流稳压箝位电路会将旁路引脚电压箝位在6.4V。这样就可以很方便从辅助供电绕组为LinkSwitch-PH供电，从而提高电路的工作效率。

（8）在开环故障（反馈引脚电阻开路或反馈绕组短路）、输出短路或过载情况下，控制器进入自动再启动工作模式。在软启动结束后，一旦反馈引脚电流低于I_FB（AR）阈值，控制器立即“报告”短路和开路故障。为了降低短路和开路故障情况下的功耗，关断/自动再启动电路将通常以自动重启动占空比对电源进行接通（与软启动持续时间相同）和关断操作，直到故障排除为止。

如果故障在自动再启动关断期间消除，电源将保持自动再启动，直到整个关断时间计时结束。使用时需特别注意，应采用最适合的输出电容容量，以确保在软启动期间（t_软启动）结束后，反馈引脚电流高于I_FB（AR）阈值，使电源能够成功启动。软启动期间结束后，自动再启动功能只有在反馈引脚电流低于I_FB（AR）时才会被激活^[75]。

（9）通过限电流检测电路检测通过内部功率MOSFET管的工作电流，可以实现限电流控制功能。当电流超过内部阈值（I_LIMIT）电流时，在该周期剩余阶段会关断内部功率MOS-FET管的工作。在内部功率MOSFET管导通后，前沿消隐电路会将电流限流比较器抑制一段时间（t_LEB）。通过设置前沿消隐时间，可以防止由于电容及整流二极管反向恢复产生的电流尖峰而引起内部功率MOSFET管提前误关断。

（10）LinkSwitch-PH同时具有输入欠电压和过电压检测控制功能，可限制通过电压监测引脚检测到的最低启动电压和最高工作电压。这需要使用一个由二极管和电容构成的外部峰值检测器，通过电阻向电压监测引脚提供输入峰值源电压。在电路加电时，I_UV+令LinkS-witch-PH在输入电压达到欠压阈值前保持关断。在断电时，I_UV-防止它在输出失调后自动再启动。

用于设定欠电压阈值的电阻也用于设定输入过电压关断阈值，当超过阈值电压时就会强制LinkSwitch-PH在完成当前开关周期后停止开关工作。当输入源电压恢复正常水平后，LinkSwitch-PH将在自动再启动关断期间结束后恢复正常工作。过电压阈值有少量迟滞以防止由于噪声而引起误关断。

（11）热关断电路通过检测LinkSwitch-PH的结温度来实现热关断控制。热关断阈值温度设置在+142℃并有+75℃的迟滞范围。当结温度超过这个阈值温度（+142℃）时，内部功率MOSFET管开关工作被禁止，直到结温度下降+75℃，内部功率MOSFET管才会重新被使能。

（12）LinkSwitch-PH还具有安全工作区保护工作模式，在峰值开关电流达到I_LIMIT阈值，并且开关导通时间小于t_ON（SOA）时，可以禁止40个周期的内部功率MOSFET管开关工作。这种保护工作模式可以在LED负载发生短路的情况下，以及在自动再启动保护被抑制的软启动期间进行电路启动时对LinkSwitch-PH提供保护。安全工作区保护模式在正常工作情况下仍有效。

4.8.2.2 PI的LED驱动器LinkSwitch-PH系列产品典型应用

1.电路工作原理

图4-231是采用LinkSwitch-PH系列器件中的LNK406EG的14W相控晶闸管调光高功率因数LED驱动电路工作原理图。该驱动电路为LED灯负载串输出28V的驱动电压，恒流驱动电流为0.5A（±5%），适用于PAR灯替换灯的应用场合^[76]。

该驱动电路可在AC90～265V的通用交流输入市电电压范围内工作，可用于相控晶闸管前沿调光应用场合，调光范围可达1000：1（500mA：0.5mA）、工作效率大于85%，功率因数大于0.9，可以实现负载空载、过载、输出短路以及过热等故障保护。

图4-231 电路工作原理图

（1）熔断器F₁用于电路的电流故障保护，防止负载由于短路而对电路造成损坏，压敏电阻RV₁用于电路输入尖峰过电压箝位，使加到LNK406EG（IC₁）的峰值漏极电压始终低于内部功率MOSFET管的725V额定值。桥式整流器BR₁对输入交流市电电压进行整流。L₁～L₃、C₁、R16、R17和Y安全电容（C₇）组成EMI滤波器，Y电容跨接在一次侧和二次侧之间。电阻R₁₆和R₁₇可以阻尼在L₁、L₂、C₁和交流输入阻抗之间形成的谐振。电容C₂为一次开关电流提供低阻抗回路。由于电路功率因数要求的原因，电容C₁和C₂的取值不宜过大，确保电路功率因数大于0.9。

（2）为向LNK406EG提供交流输入峰值电压信息，经整流交流输入市电的输入峰值电压经由VD₂对C₃充电。然后电流经过R₂和R₃，注入LNK406EG的电压监测引脚。

LNK406EG也利用这个检测电流来设定输入过电压及欠电压保护阈值。电阻R₁为电容C₃提供放电通路，时间常数远大于经整流交流电的放电时间，以防止生成2倍频交流输入市电频率纹波电压。

电压监测引脚电流和反馈引脚电流在内部用来控制平均输出LED负载电流。对相控晶闸管调光应用，可在参考引脚使用一个49.9kΩ电阻（R₄），在电压监测引脚上使用4MΩ（R₂+R₃）的电阻，使输入电压和输出电流之间保持线性关系，从而扩大相控调光控制范围。电阻R₄还有设定LNK406EG内部输入欠电压及过电压保护阈值的功能。

由于Flyback变压器T₁的漏感会对电路的工作有影响，二极管VD₃和VR₁将LNK406EG（IC₁）内部的功率MOSFET管上漏极电压箝位到一个安全水平。二极管VD₄用于阻止当C₂上经整流的直流电压低于输出反射电压（V_OR）时电源反向流过LNK406EG。

二极管VD₆、C₅、R₇和R₈通过Flyback变压器T₁的辅助绕组为一次侧偏置供电。电容C₄对LNK406EG的旁路引脚进行滤波，旁路引脚是内部控制器的供电引脚。在启动期间，与LNK406EG漏极引脚相连的内部高压电流源对C₄充电至约6V。这样可以使LNK406EG开始开关工作，此时供电电流由偏置（辅助）电源经电阻R₅提供。电容C₄还可以用于选择输出功率模式（如表4-35所示，选用C_BP=10μF时对应电路的最小输出功率，C_BP=100μF时对应最大输出功率）。

（3）偏置（辅助）绕组电压与输出电压成比例[由偏置（辅助）绕组与次级绕组之间的匝数比决定]。这样不需要二次侧反馈元器件就可以对输出电压进行监测。电阻R₆将偏置电压转换为电流，馈入LNK406EG的反馈引脚。LNK406EG中的内部电路根据反馈引脚电流、电压监测引脚电流及漏极电流信息，在1.5∶1的输出电压变化范围内（LED灯负载串的电压变化为±25%）为LED灯负载提供恒定工作电流。

为限制电路空载下的输出电压，VD₇、C₁₂、R₂₀、VR₃、C₁₃、VT₃及R₁₉等元器件组成输出过电压保护电路。如果LED灯负载断路，偏置电压将升高，直至VR₃导通，这样会使VT₃导通并减小流入反馈引脚的电流。当该电流低于20μA时，LNK406EG进入自动重启动模式，开关被禁止800ms，使输出电压和偏置电压有足够时间下降。

（4）Flyback变压器T₁次级绕组电压由整流二极管VD₈整流输出，由电容C₈和C₁₀滤波。整流二极管VD₈选用肖特基二极管以提高整流工作效率，所选取的电容C₈和C₁₀的总容量值可以使LED峰-峰纹波电流等于平均值的40%。如果需要进一步降低纹波电流，可以加大电容C₈和C₁₀的电容量。R₁₅用做输出滤波电容C₈和C₁₀的泄放电阻，可以限制在空载条件下电路的输出电压。

2.相控晶闸管调光控制兼容性

由于LED照明的功耗非常低，LED灯负载吸收的电流要小于相控晶闸管前沿调光器内晶闸管的维持导通电流。这样会由于相控晶闸管导通不一致而产生不良情况，比如调光范围受限和/或LED灯负载发光闪烁。由于LED灯负载的电阻相对较大，所以在相控晶闸管导通时，浪涌输入电流会对输入电容充电，造成大幅振荡，因为振荡会使相控晶闸管电流降至零并关断，这样会造成调光范围受限和/或LED灯负载发光闪烁等不良工作情况。对采用低成本相控晶闸管前沿调光器调光应用时需要在电路设计时进行全面权衡。

要克服这些问题，需增加有源衰减电路和无源泄放电路两个电路，但是，有源衰减电路和无源泄放电路会增大电路的功耗，降低电源的工作效率，这是加有源衰减电路和无源泄放电路电路的缺点。对于非调光应用场合，可以省略有源衰减电路和无源泄放电路。

图4-231所示电路中的有源衰减电路由元件R₉、R₁₀、R₁₁、R₁₂、VD₁、VT₁、C₆、VR₂、VT₂及R₁₃等有关元器件组成。该电路可以在前沿相控调光晶闸管导通时限制流入电容C₂的浪涌充电电流，工作原理是在前沿相控调光晶闸管导通的1ms时间内将电阻R₁₃串联在回路中，经历大约1ms的时间后，VT₂导通将电阻R₁₃短路，这样可以使在电阻R₁₃上的功耗保持在低水平，而在电路限电流工作时可以使用较大的电阻R₁₃阻值。

电阻R₉、R₁₀、R11和电容C₆在前沿相控调光晶闸管导通后提供1ms延迟使VT₂导通，短路电阻R₁₃。晶体管VT₁在前沿相控调光晶闸管不导通时对电容C₆放电，稳压二极管VR₂将VT₂的栅极电压箝位在15V。

电容C₁₁和电阻R₁₈构成无源泄放电路。这样可以使输入电流始终大于前沿相控调光晶闸管的维持导通电流，使在每个交流输入市电半周期内与LED负载驱动器等效电阻对应的输入电流加大。

3.有关相控调光波形和电路工作原理

有关相控调光波形和电路工作原理参见4.9.1.2部分采用LNK457DG的7.5W/15V LED相控晶闸管调光电路的有关内容。