深入了解PI公司LED驱动器LinkSwitch-PL系列

4.8.1.1 电路功能与特点

1.电路功能

PI公司推出了许多基于PI产品的相控LED调光解决方案，下面介绍采用LinkSwitch-PL系列产品的单级PFC、恒流输出控制的相控LED调光驱动电路的工作原理与应用^[71]。

利用LinkSwitch-PL系列产品可以为LED照明设计出尺寸非常小、成本极低的单级PFC恒流驱动器。LinkSwitch-PL适用于LED工作电流的直接检测，可以在宽交流输入市电电压范围内工作，提供高达16W的输出功率。创新的控制算法能用最少的外部元件实现无发光闪烁相控调光。

该系列器件采用SO-8C、eSOP-12及eDIP-12封装形式，每个器件内部都集成了一个725V功率MOSFET管、一个非连续模式可变频率、可变导通时间控制频率抖动、逐周期限电流及迟滞热关断功能电路。可以极大简化离线式LED相控调光驱动电路设计。

图4-215 引脚图

LinkSwitch-PL引脚图如图4-215所示，内部功能框图如图4-216所示，引脚功能如表4-30所示。输出功率如表4-31所示，器件的负载特性表4-32所示。图4-217表示反馈引脚（FB）阈值工作电压与电路工作特性的关系曲线，典型应用电路工作原理图如图4-218所示。

图4-216 内部功能框图

表4-30 引脚功能（以图4-215中的V封装为例）

表4-31 输出功率表

①最大实际连续输出功率是在敞开式设计及有足够的散热，环境温度为+50℃的条件下测量得到的。

②封装：D：SO-8C，K：eSOP-12，V：eDIP-12。

表4-32 器件负载特性

注：器件的选择需考虑输出LED灯串的长度以及电流大小。假定每个LED灯的典型正向电压降为3.5V。

图4-217 反馈引脚（FB）阈值工作电压

图4-217表示反馈引脚电压对应的有关工作阶段。LinkSwitch-PL通过设定工作点，使稳态工作下的平均反馈引脚电压达到290mV。该阈值比较低，是为了降低检测电阻的损耗。内部功率MOSFET管的开关频率和导通时间会在每个交流输入市电输入半周期更新一次，以便调整输出电流和维持高功率因数。

如果反馈引脚峰值电压超过520mV，则触发周期跳频工作模式，集成功率MOSFET管所处理的功率以逐周期的方式进行箝位。在一个输入电压半周期内，开关频率会有所变化，以减缓LED负载上的热应力。

在反馈引脚电压超过2V时，会触发自动重启动保护控制功能。该特性可用于输出过电

图4-218 典型应用电路工作原理图

压保护（通过图4-218中的VD_ZOV和R_OV），触发LinkSwitch-PL进入自动重启动工作模式。

2.电路主要技术特点

（1）迟滞热关断保护；

（2）无发光闪烁相控调光；

（3）紧凑的SO8、eSOP及eDIP封装；

（4）适用于非隔离Flyback驱动电源应用场合；

（5）负载短路、过载、反馈开环及输出过电压保护；

（6）完全省去控制环路补偿，先进的工作性能特性；

（7）频率调制技术可极大缩减EMI滤波器尺寸和成本；

（8）单级PFC及精确恒流输出；

（9）以低功耗直接检测LED电流先进的保护及安全工作特性；

（10）高功率因数可以通过降低输入功率来提高LED灯电路的发光效率；

（11）通过对异常低输出功率进行周期跳频调节，对输出峰值电流进行箝位；

（12）输入不使用电解电容，容量很小，使用元件数量少，适用于紧凑型LED替换灯设计；

（13）控制算法可以平衡输入线电压和负载的开关和导通损耗，可以维持电路的最佳工作效率；

（14）集成725V功率MOSFET管，允许使用小容量的储能电容，可以提高电路的功率水平；

（15）无论在PCB上还是在封装上，都保证高压漏极引脚与其他所有引脚之间满足高压爬电要求，EcoSmart^TM-高效节能。

3.电路控制功能

LinkSwitch-PL在一个器件上集成了一个高压功率MOSFET管及一个电源控制器。LinkS-witch-PL提供单级PFC和LED工作电流控制。LinkSwitch-PL控制器包括一个振荡器、反馈（检测及逻辑）电路、5.85V稳压器、迟滞过热保护、频率抖动、逐周期限流、环路补偿电路、自动重启动、开关导通时间延长、功率因数以及恒流控制等功能电路。

平均反馈引脚电压正比于LED电流，可以直接检测LED负载电流，检测电压大小取决于电流检测电阻的参数（图4-218中的电阻R_SENSE）。小型低通滤波器（图4-218中的R_F和C_F）可以降低反馈引脚FB的高频率噪声。

（1）LinkSwitch-PL集成了多项控制功能，可以在使用相控调光器时扩大调光范围和简化外部电路设计。LED工作电流由反馈引脚电压控制，反馈引脚电压随相控调光器的导通角按比例进行变化。当相控导通角减小时，反馈引脚电压随之降低，从而减小LED平均工作电流。反馈引脚电压V_FB与相控调光控制相位角值（φ）之间的关系如图4-219所示。

图4-219 反馈电压相对于相位角调光特性

在接近交流输入半周期持续时间的25%时，开始调整反馈引脚参考电压。超过该阈值（φ_OS）后，V_FB和LED输出电流将降低，直到达到第二个相位角阈值。此时，相控导通角变的非常小，IC以恒定的频率和占空比（φ_OL阶段）进行开环工作，内部集成的功率MOSFET管能够处理严重切相的输入电压所带来的最大功率，从而产生深度调光光输出。

在调光期间，520mV箝位反馈阈值也会线性降低，从而控制LED负载的纹波电流。

（2）在内部功率MOSFET管关断工作期间，内部的5.85V稳压器就会从漏极引脚电压吸收电流，将连接到旁路引脚的旁路电容充电到5.85V。旁路引脚是内部供电电压点。当功率MOSFET管导通时，器件利用储存在旁路电容内的能量工作。极低的内部电路功耗使LinkSwitch-PL可使用从漏极吸收的电流持续工作。一个1μF的旁路电容就足够实现高频噪声去耦和能量存储。但是在调光应用场合可能需要容量更大的旁路电容值。

在相控调光工作期间，当导通角较小时，交流输入电压只会出现很短的时间。在这种情况下，LinkSwitch-PL不依靠集成的高压电流源供电，而使用外部偏置电路从输出端（图4-218中的VD_ES和R_ES）对LinkSwitch-PL供电。

在输出电压低于7V时，需要启用外部偏置电路。通过功率开关变压器的辅助绕组就可以实现这个功能，然后通过二极管（超快速二极管）和电容进行整流和滤波。所取的绕组电压（匝数）应能够在最低输出工作电流下能提供LinkSwitch-PL的最大功耗。

在启动、开关频率及导通时间范围启动时，控制器采用初始开关频率f_MIN和最小导通时间t_ON（MIN）控制策略。输出电容的充电和提供到输出LED负载的能量，决定着在每个交流输入电压半周期内变化的功率MOSFET管的开关工作频率和导通时间增加幅度。

稳态开关频率和导通时间由输入电压、LED负载上的电压降及变换器工作效率有关。

轻载条件下，当器件达到最小频率f_MIN和导通时间t_ON（MIN）时，控制通过跳周期进行调整。在这种工作模式下，输入电流没有PFC，平均输出电流无法确保处于正常范围内。反馈引脚周期跳频阈值从接近正常调整水平的两倍，减小至刚刚超出在此条件下限制输出功率所需的水平。设计合理的LED驱动电源在正常负载条件下是不会工作在这种模式下的。如果LED驱动电源设计合理，在连接到正常LED负载时，变换器将在[f_MIN～f_MAX]的开关频率范围内工作，并且导通时间缩短到t_ON（MIN）～t_ON（MAX）范围内。

如果LED驱动电源输出端出现空载情况下输出过电压保护动作，输出过电压稳压二极管（图4-218中的DZ_OV）将在达到阈值电压后立即导通。如果反馈引脚上的电压V_OV超过V_FB（AR）=2V，LinkSwitch-PL进入自动重启动工作模式。(www.xing528.com)

（3）如果LED负载发生短路，将有大量能量传输到检测电阻，从而在反馈引脚产生高电压。在这种工作条件下反馈引脚电压会超过2V，LinkSwitch-PL将会判定为输出短路故障，进入自动重启动工作模式。

（4）当功率MOSFET管因在电流前沿消隐时间后超过电流限定值而连续三个周期过早终止工作时，将触发安全工作区（SOA）保护模式，LinkSwitch-PL进入自动重启动工作模式。

（5）迟滞热关断电路检测内部电路的温度，热关断阈值通常设置在+142℃并具备+75℃的迟滞范围。当结温度超过这个温度阈值（+142℃），功率MOSFET管停止工作，直到结温度下降+75℃，功率MOSFET管才会重新被使能开关工作。

（6）在过载工作条件下，变换器将增大每交流半周期的工作频率和导通时间，直到达到最大工作频率和最大导通时间。达到这一工作状态后，控制器进入自动重启动保护，从而在交流输入市电频率为50Hz时将功率MOSFET管的栅极关断约1.28s，在60Hz时则关断1.02s。在自动重启动关断时间结束后，功率MOSFET管重新使能，重新开始正常启动工作，即开关频率和导通时间分别达到f_MIN和t_ON（MIN），然后逐步增大，直到再次完成调整。在持续过载工作条件下，自动重启动占空比D约为33%。在导通占空比小于60%的相控调光工作期间，过载保护控制功能被抑制。

4.8.1.2 采用LNK457DG的7.5W/15VLED相控晶闸管调光电路

1.电路特点

图4-220所示电路可以为LED负载提供15V/350mA单路恒流输出。使用标准交流输入市电供电相控晶闸管调光器可以将输出电流减小到1%（3mA），并且不会出现LED负载发光不稳定和发光闪烁现象。该电路可以兼容低成本晶闸管前沿相控调光器和更复杂的后沿相控调光器^[72]。

图4-220 电路工作原理图

该电路的交流输入市电电压范围内AC85～265V（47～63Hz），在AC0～300V的交流输入电压范围内不会损坏电路，可以提升电路的工作可靠性。电路功率因数高（在AC115V/230V下大于0.9）和总谐波失真低（在AC230V下小于15%，在AC115V下小于10%），满足所有现行国际标准的有关技术要求。

电路为非隔离输出，可用于标准梨形（A19）LED替换灯应用场合。

2.交流线路相控晶闸管调光器接口电路

由于LED照明相对于白炽照明的功耗非常低，在调光亮度输出时LED灯所吸收的电流可能小于相控晶闸管调光器所需的维持导通工作电流。这就会产生调光范围受限和/或调光发光闪烁等问题。相控调光晶闸管导通时对输入电容进行充电的浪涌电流会造成电流振荡，振荡可能使相控晶闸管的导通电流降至零，并在剩下的交流输入市电供电周期内关断，或快速导通或关断相控晶闸管。

为克服这些问题，相控调光电路应包括三个功能电路块，一个无源衰减电路、一个有源衰减电路和一个泄放电路。这些功能电路块的缺点是会增大电路功耗，降低电路的工作效率。但是，通过对这些元件参数进行优化可以降低电路功耗并提升电路工作效率。

这些功能电路块仅适用于相控调光应用场合，对于非调光应用，可以省略这三个功能电路块，用跳线替代电阻R₇、R₈和R₂₀（如图4-220所示）。

（1）电阻R₁₀、R₁₁和电容C₆形成泄放电路，确保初始输入电流满足相控晶闸管的导通电流要求，特别是在相控晶闸管导通角不够大的情况下这个问题更为重要。对于非调光应用场合可以省去R₁₀、R₁₁和电容C₆。电感L₁与电容C₄、电感L₂和电容C₅所组成的π型滤波器完成EMI滤波。电阻R₂和R₉用以衰减来自滤波器级的自谐振，并降低传导EMI频谱内所产生的电流峰值。

电容C₄和C₅为交流输入市电整流输出滤波电容，电容C₄和C₅的总等效输入电容（C₄与C₅的和）应确保LNK457DG对交流输入市电进行正确的过零点检测，这对维持正确的相控调光工作很重要。

（2）电阻R₂₀所形成的无源衰减电路与有源衰减电路一起用于限制在每个半周期相控晶闸管导通时所产生的浪涌峰值输入电流。电阻R₂₀应为阻燃电阻，以便在单点故障（例如桥式整流二极管故障）时安全失效。

有源衰减电路在每个交流输入市电半周期通过输入整流管连接串联电阻R₇和R₈，在剩下的交流输入市电周期则通过并联晶闸管VT₃短接电阻R₇和R₈，起到输入浪涌电流限电流的功能。

电阻R₃、R₄和电容C₃决定晶闸管VT₃的导通延迟时间，经过由电阻R₃、R₄和电容C₃决定的导通延迟时间后将阻尼电阻R₇和R₈短路，从而降低电路功耗。

（3）LNK457DG（U1）内集成了功率开关器件、振荡器、恒电压控制、启动电路以及保护控制等功能电路。集成的725V功率MOSFET管可以确保器件的高压耐电压裕量，可以增强电路在输入浪涌情况下甚至是高电压应用下电路工作的稳健性。

LNK457DG通过去耦电容C₉从旁路引脚获得供电启动电路工作，电路启动时，C₉由U1从内部电流源并经由漏极引脚进行充电，在电路正常工作后则由输出经由R₁₅和VD₄供电。在非调光应用场合，可省去VD₄和R₁₅。

VD₂、R₁₃、R12和C7组成RCD-R箝位电路，对用于吸收由于Flyback变压器T₁漏感引起的LNK457DG内部功率MOSFET管漏极尖峰电压。

二极管VD₆用于防止LNK457DG在内部功率MOSFET管关断和输入电压低于反射输出电压（V_OR）时产生负向振荡（漏极电压低于源极电压）。

（4）电阻R₁₈上的电压降决定恒流工作电流设定点，然后馈入U1的反馈引脚FB。稳压二极管VD_R2和电阻R₂₁提供电路输出过压保护。

（5）Flyback变压器T₁的次级绕组输出电压经过VD₅整流输出负载所需的直流电压，肖特基二极管有助于提高电路工作效率，整流输出直流电压经C₁₁滤波。电阻R₁₇和C₁₀用来衰减高频振荡，改善电路的传导及辐射EMI。

（6）为确保电路在调光工作期间正常工作，LNK457DG必须检测交流输入电压的过零点。通过漏极节点内部电路检测DC总线电压降到19V以下时可以实现这个检测。DC总线在每个半周期达到这个电平的要求，限制了交流输入整流电路在DC侧的最大电容量。如果减小这个电容值，会导致传导EMI升高，也可以在输入整流二极管前增加电容，以便将它与总线电容有效隔离。

对前沿相控晶闸管调光应用场合，由于陶瓷电容通常会产生音频噪声，建议使用薄膜电容。

（7）输出滤波电容对输出LED负载的纹波电流大小有直接影响。输出滤波电容容量越大，输出纹波电流就越小。如果输出滤波电容容量过大，会阻止输出端在电路自动重启动时间内达到稳压，并会导致电路无法启动或者需要进行多次启动（“打嗝”）。如果输出滤波电容容量过小，会使反馈引脚FB的电压超过周期跳频模式的阈值，而降低电路的功率因数，并导致调光工作期间发生输出发光闪烁。

所以，选取的输出输出滤波电容容量应能使输出电流检测电阻（图4-220中的电阻R₁₈）上及馈入反馈引脚FB上的纹波电压在100mV_p-p≤V_反馈≤400mV_p-p的范围内，目标值为290mV_p-p。输出滤波电容要求选用等效串联电阻值较低的型号。建议温度额定值为+105℃或更高，以得到更长的使用寿命。

（8）在非调光（满功率）工作期间，反馈引脚FB的阈值电压（经过电流检测电阻的电压）为290mV。为了获得最佳输出电流调整工作特性，建议将电压纹波控制在100mV_p-p至400mV_p-p之间。

这可以通过选取恰当的输出滤波电容量和电流检测电阻值来实现。如果纹波电压峰值超过520mV，LNK457DG将进入周期跳频工作模式，这会降低PFC工作性能，即降低电路的功率因数并增大电路的总谐波失真。

3.使用前沿相控晶闸管调光器时变压器设计

由于相控晶闸管导通时变压器磁通会发生急剧变化，因此变压器中会产生一定的音频噪声。通过选用较高机械谐振频率的磁心可以降低噪声。但应避免使用具有窄长柱的磁心（如EEL磁心）。RM磁心和其他罐型磁心都是比较好的选择，在相同的磁通密度下，它们所产生的音频噪声要比EE磁心少。降低磁心的磁通密度（BM）也可以减少音频噪声的产生。1500高斯以下的值通常可以消除任何噪声的产生，但会降低给定磁心尺寸的输出功率。

4.与相控晶闸管调光器的配合工作

为了使相控晶闸管前沿调光器可靠工作，白炽灯的相控调光器通常有一个规定的最小负载要求，AC230V额定装置通常约为40W。这是为了确保流经相控调光晶闸管的电流始终高于所规定的维持导通阈值电流。

由于LED照明的功耗非常低，灯吸收的电流要小于相控调光晶闸管的维持电流。驱动器的输入电容允许在相控调光晶闸管导通时大量浪涌电流流过。这会使输入级和输入电容产生输入电流振荡，有可能使电流低于相控晶闸管的维持导通电流。这两种机制都会产生调光范围受限和/或调光发光闪烁等不良情况。

要克服这些问题，需在调光应用中集成衰减电路和泄放电路这两个电路功能块。这两个电路功能块的缺点是会增大电路功耗，降低电路的工作效率。

图4-221表示前沿相控晶闸管调光器输入端的输入电压及电流波形。在图4-221中，可控硅以导通角为90°，图4-222表示理想的整流后总线电压和电流波形。

图4-221 前沿相控晶闸管调光器在90°导通角下的理想输入电压及电流波形

图4-223表示因为相控晶闸管过早关断并重启动，整流后不太理想的总线电压和电流波形。在第一个半周期，这是由于输入电流振荡低于相控晶闸管的维持导通电流造成的，振荡

图4-222 理想相控晶闸管调光器输出整流后形成的波形

图4-223 导通不稳定的相控晶闸管调光器波形

源于初始浪涌电流。第二个半周期也显示相控晶闸管关断，原因是电流在导通角即将结束时低于维持导通电流。这种交替性半周期的行为差异频发出现，是由于在两个工作象限中相控晶闸管的维持导通电流存在差异而引起的。

如果相控晶闸管在半周期结束之前关断，或者发生快速导通和关断，那么就需要使用泄放电路和衰减电路。一般来说，随着泄放电路和衰减电路功耗的加大，相控调光器的兼容性也随之增强。

起初，先在整流后输出直流供电回路加一个泄放电路（图4-220中的R₁₀、R₁₁和C₆），初始值分别采用0.1μF的电容、1kΩ的总电阻和2W的额定功率。

减小电容C₆容量的同时会降低功耗，而提升电路工作效率。如果泄放电路不能维持相控晶闸管导通，则需添加一个衰减电路。衰减电路用于限制浪涌输入电流以及在相控晶闸管导通时所产生的相关振荡。起初，先添加一个无源衰减电路，该电路由一个简单电阻与交流市电输入串联形成（如图4-220中的R₂₀），电阻R₂₀的典型值一般为10～100Ω，电阻R₂₀的取值和电路所允许的功耗/温度升高范围和工作效率下降范围有关。

如果无源衰减电路不足以避免相控晶闸管不适当的工作，可以再添加一个有源衰减电路，图4-220中的R₃、R₄、C₃、VT₃、R₇和R₈组成有源衰减电路，因为电阻R₇和R₈只在交流输入市电周期的一小部分时间内接于电路中，电阻R₇和R₈用来限制浪涌电流，电阻R₇和R₈的值可以比无源衰减电路中取得大得多，晶闸管VT₃在经历R₃、R₄和C₃决定的延迟时间后将R₇和R₈短接。

相控调光器通常会因制造商和额定功率的不同而表现有所差异。例如，由于使用低额定电流的晶闸管（其维持电流通常较低），300W调光器所要求的衰减作用和泄放功耗要小于600W和1000W相控调光器。线路阻抗差异也可以造成行为变化，因此在开发过程中，建议使用交流电源供应器确保性能的一致。但是，还必须使用交流输入市电进行测试。

5.后沿相控调光器

图4-224表示采用后沿相控调光器电源输入端的输入电压电流波形。在图4-224中，后沿相控调光器导通角为90°。这类调光器通常使用一个功率MOSFET管或IGBT来提供开关相控功能，因此不需要维持电流。另外，由于导通在过零点开始，高电流浪涌和线路振荡对电路正常工作不是问题。在使用后沿相控调光器时，一般不需要衰减电路和泄放电路。

图4-224 后沿相控调光器在90°导通角下的理想调光器输出电压及电流波形