LED相控晶闸管调光驱动电路采用SSL1750技术

4.3.4.1 SSL1750特点与工作原理

1.SSL1750特点

SSL1750是一款适用于25～250W功率范围的LED开关驱动控制集电路。

在SSL1750内部集成了PFC和Flyback变换控制功能，采用SO-16封装。采用SSL1750构成的LED驱动电路具有外围元件少、工作效率高、结构紧凑和造价低等一系列优点。

SSL1750内部集成了PFC控制电路和Flyback变换控制电路之间的控制信号通信电路，PFC功率级为导通时间控制方式，可以简化电路的设计，Flyback变换器工作于电流控制方式，可以很好地抑制输入纹波电压^[48]。

SSL1750内的节能控制功能可以使SSL1750高工作效率，在高输出功率应用场合SSL1750工作于谷底开关的准谐振工作模式，在低输出功率应用场合工作于降频工作模式。在低输出功率应用场合PFC电路转换为突发工作模式以保持电路的高工作效率。在突发工作模式下，软启动和软停止控制功能可以消除电路工作的音频噪声。

在低输出功率场合，Flyback变换器工作于降频工作模式可以限制功率开关管的峰值电流为最大值的25%，这样在低功率应用场合可以获得高工作效率，减小来自Flyback变压器的音频噪声。

SSL1750可以直接由宽交流输入市电整流输出的直流高压启动，启动工作效率高。并且SSL1750保护功能齐全。

采用高电压专利技术使SSL1750可以通过宽交流输入市电电压变化范围整流输出的直流电启动，可以实现电路的高速保护和有关控制功能。

SSL1750具有以下特点。

（1）电路特点

1）集成电路内含启动电路电流源；

2）集成了PFC和Flyback变换控制功能；

3）集成度高，使用外围元件少，电路总体成本低；

4）可用于宽范围交流输入市电供电应用场合（AC70～276V）。

（2）PFC电路部分特点

1）谷底/零电压开关可以降低功率开关管的开关损耗；

2）开关工作频率限制可以降低功率开关管的开关损耗。

（3）Flyback变换电路部分特点

1）功率开关电路采用谷底开关技术；

2）在低输出功率应用场合通过低峰值电流的降频工作模式可以保持电路高工作效率。

（4）保护控制功能

1）过温度保护；

2）系统故障工作条件下的安全再启动；

3）欠电压保护（过载情况下折返式控制）；

4）PFC变换级和Flyback变换级的开环保护；

5）交流输入市电输入电压过低保护/掉电保护等；

6）确保PFC和Flyback工作变换退磁检测可靠工作；

7）电路软中止控制功能可以降低电路的音频噪声；

8）PFC变换级和Flyback变换级的软启动和再启动控制；

9）PFC变换级和Flyback变换级过电流保护点可调节；

10）PFC变换级和Flyback变换级（Flyback变换级的过电压保护点可调）精确的过电压保护。

2.适用场合

SSL1750可用于功率高达250W的LED驱动控制和相控调光应用场合，如下所示。

1）街灯照明；

2）隧道照明；

3）大面积照明（例如停车场照明）；

4）消费/工业应用场合的LED照明；

5）功率大于25W的LED室外照明；

6）功率大于25W的LED室内照明应用场合，如点光源、下射灯等。

3.SSL1750引脚功能

SSL1750引脚图和引脚功能分别如图4-148和表4-18所示。

图4-148 SSL1750引脚图

表4-18 SSL1750引脚功能

4.SSL1750工作原理

SSL1750是一款恒流输出的LED Flyback变换驱动控制集成电路，典型应用电路工作原理图如图4-149所示，SSL1750也可以用于驱动多个LED驱动电路的AC/DC变换应用场合。

1）当电路一接通电源，接至V_CC引脚的电容通过集成电路HV引脚内的高压供电回路充电，只要V_CC引脚的电压低于V_trip，则充电电流很低。同样在V_CC被短路到地的故障工作条件下集成电路不工作，可以实现对集成电路的保护。

在接至V_CC引脚的电容经过启动时间的充电，V_CC引脚电压大于V_trip，V_CC引脚的电容充电直至V_th（UVLO），如果VCC引脚的电压在V_th（UVLO）和V_startup之间，充电电流又变小，确保在故障工作条件下电路以低脉冲占空比工作。

图4-149 SSL1750的典型应用电路工作原理图

当SSL1750的V_CC引脚电压超过V_startup时，通过内部电路控制关断充电电路。首先，LATCH引脚输出有效，接至PFCSENSE和FBSENSE引脚的软启动电容被充电，当LATCH引脚电压大于V_{en（LATCH）}时，接至PFCSENSE引脚的软启动电容被充电，PFC电路开始工作。HV引脚的高压供电电流回路又被关断，PFC电路为C_bus电容充电。当V_OSENSE引脚电压达到V_{start（fb）}时，关断充电电流，Flyback变换器电路开始工作（V_OSENSE引脚电容器被充电）。当Flyback变换器的输出电压达到正常值时，SSL1750改由Flyback变换器的辅助绕组回路供电。

一旦Flyback变换器开始工作，FBCTRL引脚电压被监控，如果在预定时间内Flyback变换器的输出电压还没有达到设定值，FBCTRL引脚电压达到了V_{to（FBCTRL）}值，误差放大器开始工作，SSL1750开始安全启动工作。

当SSL1750内部其中一项保护控制功能开始工作时，PFC控制电路和Flyback变换控制电路停止工作，并且V_CC引脚电压降低至V_th（UVLO）电平。通过锁定保护电路经由HV引脚为V_CC引脚电容充电，但是这时Flyback变换电路不再重新再启动。为了实现安全再启动保护控制，通过HV引脚为这个电容再充电，电路开始再启动。

当V_CC引脚的电压低于欠电压锁定输出（UVLO）时，PFC和Flyback变换控制电路同时停止工作，重新进入再启动工作模式。在安全再启动工作模式下，通过HV引脚为V_CC引脚电容重新充电，这时，无驱动信号输出。

2）SSL1750内部所有基准电压均为片上平衡带隙式基准电压电路提供，并进行了温度补偿，内部基准电流由经过温度补偿的片上平衡电流基准电路产生。

3）LATCH引脚为一通用输入引脚，可用于关断PFC和Flyback变换器的工作，电流流出该引脚，一旦该引脚电压低于1.25V则关断PFC和Flyback变换器的工作。直至该引脚电压大于1.35V（典型值）时启动电路开始工作，该引脚内的2.7V（典型值）稳压二极管起保护该引脚免受过电压影响的作用。

4）在SSL1750内部加有精确的温度保护控制功能，当结温超过热关断温度时，过温度保护电路动作，SSL1750停止工作。

5.PFC电路

PFC电路工作于谷底开关的准谐振或DCM工作模式，通过控制导通时间（t_on）来实现PFC，只有当PFC功率MOSFET管管压降达到最低值，并且前一个开关动作结束后才会开始下一个开关工作周期，利用PFCAUX引脚的电压可以检测PFC电感的退磁状态和PFC功率MOSFET管的最小管压降。

（1）当PFC电感退磁后PFC功率MOSFET管导通，接至PFCAUX引脚的内部电路开始检测触发脉冲的结束时间，并同时检测PFC功率MOSFET管管压降，如果PFC功率MOS-FET管管压降达到最低值，则开始下一个触发工作周期，这样可以降低PFC功率MOSFET管的开关损耗和降低电路EMI。

为了保护内部电路，建议在该引脚接一只5kΩ的电阻，以增强电路工作的抗干扰性，使用中应尽可能的减短引线长度，使电阻靠近集成电路SSL1750。

在PFC电感有高频振铃应用场合，PFCAUX引脚应通过一个RC回路连接到PFC电感的辅助绕组，在PFCAUX引脚与地之间需接一只二极管。

（2）为优化变压器的工作和降低开关损耗，PFC电路开关频率被限制不高于f_{sw（PFC）max}，如果准谐振工作频率高于f_{sw（PFC）max}限定值，电路转到DCM工作模式。并且，PFC功率MOS_- FET管仅在最低管压降时导通（谷底开关）。

（3）为了补偿由于交流输入市电电压变化对PFC电路工作性能的影响，在SSL1750内部电路加了有关校正电路。通过V_INSENSE引脚可以测得平均交流输入电压信息，然后这个信息又被送到了内部补偿电路。通过这种补偿可以调节控制回路的带宽，使电路在整个交流输入电压范围内保持恒定，对阶跃负载产生快速响应，满足对交流市电谐波抑制的有关技术要求。

（4）在典型的应用场合，通过接至PFCCOMP引脚的一只电阻和两只电容可以决定PFC控制环路的带宽。

（5）为了避免PFC电感在电路启动或打嗝工作时产生的音频噪声，通过软启动电路（PFCSENSE引脚）可以减小通过PFC电感峰值电流I_DM的增长速度。具体可以在PFCSENSE引脚和电流检测电阻之间接入电阻R_SS1和电容C_SS1来实现。

通过改变电阻R_SS1和电容C_SS1的参数可以调节启动时间和启动电压大小，软启动时间τ可以参见式（4-107）计算。

τ_软启动=3×R_SS1×C_SS1 （4-107）

（6）当Flyback变换器输出功率不大时Flyback变换器转为降频工作模式，这时相应PFC变换电路转换到突发工作模式。在突发工作模式下，PFC电路停止工作，直至V_OSENSE引脚电压降低至V_burst（L）。一旦V_OSENSE引脚电压达到V_burst（H），为避免音频噪声软启动电路又开始工作，在软启动工作期间，PFC电路输出电压过冲大小取决于接至PFCSENSE引脚的电阻R_SS1和电容C_SS1时间常数大小。

突发工作模式的重复率和PFC电路输出总线电容C_bus的参数有关，在突发工作模式下，PFCCOMP引脚电压被箝位于2.7V（典型值）和3.9V（典型值）之间，箝位电压的较低值限定在突发工作模式下的最大输出功率，并使在突发工作模式下的交流输入电流更为正弦。箝位电压上限值确保PFC电路能在由突发工作模式返回正常工作模式时在给定时间内回到正常稳定工作点。只要Flyback变换器离开降频工作模式，PFC电路恢复正常工作模式。为了避免在突发工作模式和正常工作模式之间的频繁转换，在FBCTRL引脚设定了一个小的回滞电压（典型值为50mV）。

（7）检测串接于外接PFC功率MOSFET管源极的电流检测电阻（R_SENSE1）上的电压降，通过逐周期电流限制可以限制通过PFC功率MOSFET管的最大峰值电流，实现过电流保护（PFCSENSE引脚）。

（8）通过不断检测V_INSENSE引脚电压可以避免PFC电路在非常低的交流输入市电电压情况下工作，一旦V_INSENSE引脚电压低于V_{stop（VINSENSE）}的电压，PFC电路停止工作。如果在非常低交流输入市电电压的工作状态持续时间较长，PFC输出总线电压会下降，然后V_OSENSE引脚电压会下降低于V_{start（fb）}，这时反激变换器会停止工作。在经历了交流输入电压下降，交流输入电压恢复正常后电路又快速重新再启动。

（9）为了避免由于交流输入市电电压瞬态变化和阶跃负载变化而引起输出过电压，在SSL1750内部加了输出过电压保护电路。只要V_OSENSE引脚电压大于V_{ovp（VOSENSE）}，PFC电路停止工作，一旦V_OSENSE引脚电压低于V_{ovp（VOSENSE）}时，PFC电路又恢复工作。当V_OSENSE引脚与地之间电阻开路时，输出过电压保护电路动作。

（10）PFC开环保护（V_OSENSE引脚）可以对PFC控制环路开环和V_OSENSE引脚短路故障情况实现保护，如果V_OSENSE引脚开路则PFC电路停止工作。

（11）SSL1750的PFCDRIVER引脚具有典型值为500mA的输出驱动能力和典型值为1.2 A的灌入电流能力，可以确保功率MOSFET管高效快速的开关工作。

6.Flyback变换控制

（1）如图4-150所示，SSL1750 Flyback变换控制电路可以工作于多种工作模式。Fly-back变换电路工作于谷底开关的准谐振或DCM工作模式，Flyback变换器的辅助绕组可以提供Flyback变压器退磁检测和在电路启动正常工作后为SSL1750供电的功能。(www.xing528.com)

图4-150 变换器的多模式工作图

在大功率输出应用场合Flyback逆变器工作于准谐振工作模式，在Flyback变压器退磁后Flyback变器开始下一个工作周期，在准谐振工作模式下在功率MOSFET管管压降为最小时，功率MOSFET开关管导通，相应功率MOSFET管的损耗也最低。

为避免在低负载工作条件下高频开关工作的功耗问题，在低负载工作条件下电路由准谐振工作模式转为跳频谷底开关的DCM工作模式，这样可以降低电路的EMI和功耗，电路开关工作频率最大值为f_{sw（fb）max}（典型值为125kHz）。

在非常低输出功率和待机工作状态下电路开关工作频率由压控振荡器（VCO）控制，在降频工作模式下，为维持电路高工作效率使Flyback变换器一次绕组的峰值电流为最小值。由于在降频工作模式下峰值工作电流较低，所以在整个音频范围内没有音频噪声出现，在这种工作模式下谷底开关工作模式仍有效。

在Flyback变换器降频工作模式下PFC变换器被切换到了突发工作模式，这时Flyback变换器的最大工作频率变化与FBCTRL引脚的控制电压成线性变化关系（如图4-142所示），为使在PFC突发工作模式下电路稳定工作，FBCTRL引脚有典型值为50mV的回滞电压。在空载工作条件下Flyback变换器的开关工作频率可以将低至几乎为零。

（2）在Flyback变换器中采用了电流型控制可以获得好的源电压稳定性，通过接至FB-SENSE引脚的外接电流检测电阻可以实现Flyback变换器初级电流检测，通过电流检测电阻上的取样电压与内部控制电压相比较，可以实现电流型控制，内部控制电压正比于FBCTRL引脚电压。

（3）电路工作于准谐振或DCM工作模式，直至前一个触发过程结束，振荡电路才会输出一个新的触发驱动控制信号。通过降低开关工作频率（更长的关断时间）和Flyback变压器退磁控制可以实现逐周期输出短路保护控制功能。

如果引脚FBAUX开路或不连接，电路就认为是出现了故障，驱动电路立即停止工作，一旦故障排除电路再重新启动工作。

（4）FBCTRL引脚通过内部电阻（典型值为3kΩ）连接至内部3.5V的电压源，一旦FBCTRL引脚的电压大于2.5V（典型值），这个连接断开，大于2.5V时该引脚被一个小电流偏置，当该引脚的电压大于4.5V（典型值）时，认定电路出了故障，电路停止工作，实现Flyback控制/定时到控制。

如果引脚接一支小容量电容电路可以实现控制环路开路的定时保护控制功能。通过在FBCTRL引脚接一支100kΩ电阻到地可以终止这个定时保护控制功能。

如果该引脚被短路到地可以终止Flyback变换器的工作，在正常工作条件下，FBCTRL引脚电压范围为1.4～2.0V（典型值）。

（5）软启动（FBSENSE引脚），为避免电路在启动过程中的音频噪声，在软启动过程中使功率MOSFET管漏极电流I_DM缓慢增加，这个软启动控制功能可以通过在电流检测电阻和FBSENSE引脚之间加电阻和电容来实现。

只要FBSENSE引脚电压低于0.5V就有软启动电流，如果FBSENSE引脚电压大于0.5V，启动电流源开始限制电流的大小，一旦Flyback变换器电路开始工作，启动电路的电流源关断。

（6）最大导通时间，Flyback变换控制电路可以限制外接功率MOSFET管的导通时间至典型值25ms，如果Flyback变换器的导通时间大于25ms，SSL1750停止工作进入安全再启动工作模式。

（7）SSL1750有多重保护控制功能，下面介绍SSL1750的有关保护控制功能。

1）通过V_CC引脚的V_th（UVLO）对输出欠电压进行检测，当V_CC引脚电压低于15V（±1V）的V_th（UVLO）电平时，Flyback变换器电路关断。V_CC电压和输出电压有关，所以，当LED负载的总正向电压低于时，电路进入欠电压锁定输出保护（UVLO）。

公式中，N_S表示二次绕组的匝数，N_辅助表示Flyback变压器辅助绕组匝数。在欠电压锁定输出时，LED负载串的最大正向总电压为56V。

2）通过检测FBAUX引脚电压可以反应输出电压，从而完成输出过电压保护控制功能，辅助绕组的电压能很好地反映输出电压的大小，FBAUX引脚通过电阻R_FBAUX连接到辅助绕组。调节电阻R_FBAUX的参数可以调节输出过电压保护点，使电路完成精确的输出过电压保护控制。辅助绕组尖峰电压通过内部滤波器加以了滤波。

在经历了一次输出过电压保护后要再启动电路可以通过中断交流输入市电的方法来再复位内部的锁定电路。

3）PFC总线电压保护，一旦出现PFC输出过电压的情况，PFC控制电路将停止工作。

4）温度保护，SSL1750内设有温度保护电路，当SSL1750内部温度大于+140℃时，SSL1750关断不工作。使用时需在电路板上加一只负温度系数的热敏电阻，这只负温度系数热敏电阻接至LATCH引脚。

5）利用外接电流检测电阻R_SENSE2可以逐周期检测Flyback变换器变压器的一次侧峰值电流，过电流保护电路限制FBSENSE引脚电压到一个内部电平，在脉冲前沿消隐（t_leb）期间OCP检测功能被抑制，以避免由于开关噪声信号而引起功率MOSFET管的误开关。

4.3.4.2 采用SSL1750的75W相控晶闸管调光LED驱动电路

1.电路特点

下面介绍采用SSL1750的230V交流输入市电供电75W/1000mA相控晶闸管调光LED驱动电路，电路工作效率大于85%，在整个交流输入供电电压范围内（230V±10%）电路的功率因数大于0.95，总谐波失真在C类设备的技术要求内。该相控晶闸管调光电路可适应多种相控晶闸管调光器，但电路不适用于其他非晶闸管调光器的应用场合（例如晶体管后沿相控调光器）^[49]。

2.电路主要技术指标

电路主要技术指标如表4-19所示，电路板实物图如图4-151所示。

表4-19 电路主要技术指标

在使用中建议只使用一串LED负载，使用中如需更多串的LED负载，应考虑LED负载串之间的电流平衡问题，表4-20给出了有关LED负载串的结构有关数据。使用时LED负载串的总正向电压不能超过电路的最大输出电压。

图4-151 电路板实物图

表4-20 LED负载串结构与有关数据

PFC电路为升电压DC380V直流输出，对高达AC250V的交流市电输入也可以确保很好的功率因数。在低调光亮度输出应用场合PFC电路进入突发工作模式，以使电路有高的工作效率。

该电路可用于有相控晶闸管调光器和无相控晶闸管调光器应用场合，在无相控晶闸管调光器应用场合，电路可以提供最大1000mA的电流输出，在有相控晶闸管调光器应用场合，驱动电路输出电流和相控晶闸管调光器的相控角有关。相控晶闸管调光器的调光相控角被转换为调光控制参考电压，从而使相控晶闸管调光角可以决定输出电流的大小，输出电流采用模拟控制。

输出功率75W，交流输入市电电压为AC230V，供电频率为50Hz/60Hz的LED相控晶闸管调光电路工作原理图如图4-152所示。

电路不加相控晶闸管调光器时，在75W、AC230V±10%交流输入市电电压时可以达到85%的工作效率。如加相控晶闸管调光器，电路工作效率和LED负载发光亮度有关，电路工作效率变化范围为55%～85%，85%表示满功率时的工作效率（不加相控晶闸管调光器）。电路总谐波失真满足IEC 61000-3-2有关技术要求。

电路调光效果和相控晶闸管调光器类型有关，使用时需注意使用的相控晶闸管调光器型号。

相控调光晶闸管导通时间T_on（ms）与输出电流的关系曲线（50Hz交流输入市电）如图4-153所示。

当调光电平过低时，例如低于某一点（T_on-2ms）时（如图4-153所示），电路输入电压可能过低，这时Flyback变换电路就会关断不工作。

图4-152 LED相控晶闸管调光电路工作原理图

图4-153 调光曲线

3.电路工作原理分析

电路简化工作原理图如图4-154所示，图4-154中除了PFC电路、Flyback变换电路、泄放电路、输出电流调节电路外，还有相控角检测电路，下面介绍电路有关功能。

图4-154 电路简化工作原理框图

（1）通过接至功率开关MOSFET管源极的1Ω电流检测电阻可以检测输出电流大小，利用1Ω电流检测电阻上的电压降与基准电压相比较可以实现输出电流稳定调节控制。当电路不使用相控晶闸管调光器时，基准电压对应1000mA的输出电流。当使用相控晶闸管调光器时，基准电压的大小与输出电流有关，这个变化的基准电压与相控晶闸管调光电路的相位检测电路有关。

（2）晶闸管调光相位检测电路工作原理图如图4-155所示，通过控制环路的控制作用可以使电路在调光应用时基准电压的大小随LED负载电流的大小而变化。如图4-155所示，反馈控制信号被送到了Flyback变换控制电路的FBCTRL引脚，反馈控制回路具有线性校正控制功能，确保调光控制的线性。

图4-155 晶闸管调光相位检测电路工作原理图

调光信号来自桥式整流器的输出直流电压（V_i），当检测到的交流输入市电电压大于50V时，晶体管VT₁₇导通。当相控晶闸管调光器不导通时，晶体管VT₁₇关断。当相控晶闸管调光器导通时，通过光耦合器U₃为电容C₂₇充电，当晶闸管相控调光器100%导通时，电容C₂₇充满电，二极管VD₂₄不导通，电阻分压器R₅₇、R₄₆、R₄₅和R₄₇的参数将决定误差放大器A3反相输入端的电压，这个电压将决定LED负载的最大电流。当晶闸管调光器调至低于100%的导通角时，电容C₂₇上的电压下降，二极管VD₂₄导通，电容C₃₃上的电压下降，致使电流反馈控制环路A3的基准输入电压下降，图4-155中二极管VD₂₄的V/I特性为对数式，调光曲线也将为对数式的，从而实现对调光特性曲线的线性校正。

在选用二极管VD₂₄时需选用低正向电压降的二极管，这样可以在误差放大器A₃的反相输入端避免高的失调电压，并且二极管的温度特性会影响误差放大器A₃的基准电压数值。实用中可选用低漏电流的肖特基二极管。

图4-155中误差放大器A3将电流检测电阻（如电路原理图4-152中的电阻R₆₆、R₇₀、R₇₂、R₇₃）上检测到的电压和基准电压相比较，光耦合器直接连接到了SSL1750 Flyback变换控制器的FBCTRL输入引脚，以完成对Flyback变换器工作频率和工作模式的控制。

图4-155中电阻R₃₀和R₅₆决定电流检测输入的失调电压，这样可以确保LED负载电流可以被调节到0，当相控调光器导通角被调至最大时，失调电压和误差放大器反相输入端的电压也会相对应。误差放大器的供电回路如图4-152和电路原理图4-156所示，电路中用到了一个精密的电压基准源IC₄（TL431）。

（3）为适应多种相控晶闸管调光器的应用，电路中设了泄放电路，以便为相控晶闸管调光器在低调光亮度时为晶闸管提供泄放电流和复位调光器定时器电路。

图4-157表示泄放电路工作原理图，图4-157中的FET（VT₂₈）为一电流源，流过电阻

图4-156 误差放大器的供电回路

R₆₅的I_泄放大小取决于稳压二极管VD₃₀设定的栅极电压值，I_泄放的值可利用式（4-108）计算。

由图4-157可以看出，只有当交流输入市电整流输出电压低于电阻R₅₉、R₁₀₂、R₁₀₇、R₆₁和晶体管VT₂₉的V_BE决定的设定值时才会有泄放电流。

图4-157 泄放电路工作原理图

（4）在最低调光设定时，平均输入电压太低有可能PFC电路不工作，最终使电路进入启动工作状态，这会致使输出电流中断，从而导致LED发光闪烁。图4-158所示的电路可以在调光输出的发光亮度很低，电路输入直流电压过低时关断Flyback变换器的工作，起到避免LED发光闪烁的功能。

如图4-158所示，当交流输入市电电压低于低限触发电平时，晶体管VT₃₉将会拉FBC_- TRL引脚为地电位，使Flyback变换器停止工作，交流输入市电整流输出的直流电压通过VD₃₇和电容C₄₀加以检测，电路具有一个回滞电压，以确保LED驱动电路不至于振荡，可靠稳定的工作。电阻R₉₆和R₉₁的参数决定电路的触发下限电平，晶体管VD₃₆和电阻R₉₆和R₉₂的参数决定上限触发电平。

图4-158 Flyback变换电路关断电路工作原理图

在选取下限触发电平时应刚好选在交流输入电压（相控晶闸管调光器的输出）大于PFC电路关断点电压以上。

在选取上限触发电平时应刚好选在FBCTRL引脚开路电压刚好低于最低允许交流输入电压，使驱动电路在交流输入电压的允许范围内能正常工作。有关触发电平分别可以利用式（4-109）和式（4-110）计算。

式中，V_BE=0.63V；V_F=0.56V。

本电路中取：V_{下限（RMS）}=165V（RMS），V_{上限（RMS）}=185V（_RMS）。

由于电压尖峰的原因，在相控调光晶闸管导通期间，实际的保护点电压有时和以上计算值有所不同，减小电容C₄₀的容量（如图4-158所示）有助于降低这种影响。