LM3447 LED相控调光驱动电路

时间：2023-06-26 理论教育版权反馈

【摘要】：LM3447内含相位角检测和相位角译码电路来精确的实现前/后沿相控调光相位角的译码，内含电流可调节控制电路。LM3447非常适用于单级隔离Flyback变换AC/DC变换5～30W功率范围的LED驱动应用场合，同时，经过小的电路修改可用于基于SEPIC和Cuk变换的LED调光AC/DC单级变换驱动应用场合。

LM3447 LED相控调光驱动电路

4.1.3.1 LM3447工作原理

1.LM3447简介

LM3447是一款用于相控调光LED驱动控制AC/DC变换具有PFC控制功能的驱动控制器，LM3447采用一次侧PFC控制单级变换控制方法，电路采用恒频谷底开关，工作于电流DCM工作模式。可以实现在宽交流输入市电电压变化范围和宽温度变化范围LED负载功率的稳定控制，可以改善LED的流明输出维持工作特性和维持高的LED发光效率，电路总谐波失真小^[25]。

LM3447内含相位角检测和相位角译码电路来精确的实现前/后沿相控调光相位角的译码，内含电流可调节控制电路。LM3447采用恒定功率调节控制，随温度升高变化而降低的LED正向电压可以通过提升LED工作电流来解决，保持恒定的LED负载功率，这样可以在整个LED负载工作温度范围内将工作效率提高10%。

基于输入电压前馈的一次侧控制技术可以在宽交流输入市电供电电压变化范围内调节稳定LED负载的功率，谷底开关技术可以减小电路的EMI，通过外接的负温度系数热敏电阻可以实现热折返式LED负载温度保护。具有LED负载开路和短路的保护控制功能。逐周期MOSFET管的过电流保护，通过内部突发工作模式下的812ms故障定时器电路可以实现电路故障保护和内部热关断保护控制。

LM3447非常适用于单级隔离Flyback变换AC/DC变换5～30W功率范围的LED驱动应用场合，同时，经过小的电路修改可用于基于SEPIC和Cuk变换的LED调光AC/DC单级变换驱动应用场合。

LM3447电路实现简单，使用外围元器件少，电路板尺寸小。LM3447为14引脚的TSSOP封装。适用于AC120V/230V交流输入市电供电应用场合。

2.电路特点

1）50∶1调光控制范围；

2）LED负载的热折返保护；

3）LED负载开路和短路保护；

4）LED负载开路和短路保护；

5）采用输入电压前馈控制技术；

6）适用于前/后沿相控调光应用场合；

7）有效的相控调光晶闸管泄放电流控制；

8）恒频电流DCM工作模式；

9）谷底开关工作模式可以获得高的工作效率和低的EMI辐射；

10）具有PFC控制功能，电路总谐波失真小；

11）LED负载的恒功率控制，可以补偿在LED工作寿命和工作温度变化范围内LED负载正向压降的变化。

LM3447引脚图如图4-69所示，电路工作原理框图如图4-70所示，典型应用电路工作原理图如图4-71所示，引脚功能如表4-5所示。

图4-69 引脚图

图4-70 电路工作原理框图

图4-71 典型初级侧调节控制Flyback变换电路工作原理图

表4-5 引脚功能

（续）

3.典型应用场合

1）工业和商业LED照明等应用场合；

2）可调光A19、R20、PAR30/38 LED灯应用场合。

4.LM3447的V_CC供电和电路启动

如图4-72所示，LM3447通过外接线性稳压器电路可以实现恒定导通时间工作模式，通过BIAS和V_CC欠电压锁定输出（UVLO）电路可以实现电路启动的时序控制。一旦电路加电，BIAS电压为17.7V，电容C_VCC通过晶体管VT_PASS迅速充电，电阻R_HLD1用于限制旁路晶体管VT_PASS允许通过的最大工作电流。在BIAS电压达到13.5V，V_CC电压超过欠电压锁定输出（UVLO）的上升阈值电压10.5V时，LM3447开始工作。

图4-72 供电电路

在调光工作状态下电容C_VCC的容量对V_CC的纹波电压影响较大，作为尺寸和工作性能的择中考虑，可以选用22～47μF耐压25V的电容，在低调光控制电平下，大的V_CC纹波电压和VT_PASS阈值电压变化会影响电路的平滑调光工作特性。外接稳压二极管VD_ZBS可以和BIAS串联以提升V_CC电压和消除可见的调光不连续性，在大部分调光应用场合，稳压二极管VD_ZBS推荐使用1.8～4.5V稳压电压的小功率稳压二极管（200mW）。

当COMP引脚电压超过内部的最小PWM斜波阈值电压280mV时，LM3447有栅极驱动脉冲输出，随着输出电压V_OUT的上升，通过Flyback开关变压器的辅助绕组N_A为LM3447供电，一旦V_CC引脚的电压低于7.5V，LM3447进入欠电压锁定输出（UVLO）工作状态，迫使BIAS跳变到17.7V再开始一个新的启动工作周期。这时BIAS引脚的电压不断在17.7V和13.5V这两个阈值电压之间跳变，V_CC引脚的欠电压锁定输出（UVLO）的回滞电压为3V，这样可以允许辅助绕组N_A有较大的输出电压变化范围。

在调光工作状态下电路有关工作波形和电路启动工作时序如图4-73所示，可以看出相控调光对BIAS、V_OUT和V_CC工作特性的影响，外接相控调光器对输入电压的斩波引起输出电压V_OUT随LED工作电流的变化而变化，V_CC跟踪输出电压的变化，BIAS的工作特性和外接相控调光电路有关。

在LM3447中设有过电压保护功能，以免在故障工作条件下由于V_CC的电压过高而损坏LM3447，V_CC电压通过175mV回滞电压的上升阈值电压比较器加以监控，一旦检测到过电压工作条件，功率开关管的栅极电位被内部故障定时器拉低812ms，一旦电路故障消除，故障定时器不工作，电路恢复正常工作。一只可选的和辅助绕组串联的阻尼电阻R_DAMP可以避免由于C_VCC峰值充电电流而引入变压器漏电流和输出过电压保护电路的误触发。根据漏感大小阻尼电阻R_DAMP的参数可以在10～47Ω之间选取，V_CC过电压保护工作原理框图如图4-74所示。

图4-73 在调光工作状态下电路启动典型工作波形

图4-74 V_CC过电压保护工作原理框图

5.PFC

PFC有关工作波形如图4-75a、b所示。

PFC电路工作于DCM工作模式的Flyback变换工作模式，在这种工作模式下，Flyback变压器一次侧峰值电流I_P（PK）可以利用式（4-66）式计算，电压V_in（t）可以用式（4-67）表示。

式（4-67）中的V_in（t）表示输入电压，V_REC=‖V_in‖表示交流输入市电整流输出电压，L_M表示Flyback变压器初级绕组电感量，D表示脉冲占空比，T_S表示开关工作周期，T_L表示交流输入市电周期。对恒频开关变换器而言如果脉冲占空比D在交流输入市电工作周期内保持恒定，如图4-75a所示，变换器一次侧峰值电流I_P正比于输入直流电压，如图4-75b所示，通过对一次侧峰值电流的平均可以获得输入电流I_IN，如式（4-66）所示，这个输入电流I_IN和交流输入市电同相位，最终电路功率因数接近于1。

Flyback变换PFC电路的平均输入功率P_IN（AVG）是交流输入电压V_in（t）和交流输入电流i_in（t）乘积在半周期T_L/2内的平均值，输入电流、输入电压、脉冲占空比D、Fly-back开关变压器一次侧电感量L_M的关系如式（4-68）所示。

图4-75 PFC有关工作波形

单级Flyback变换PFC电路输出功率P_OUT是变换器工作效率η_FLY和输入功率P_IN的函数，如式（4-69）所示。

P_OUT=ηFLY×P IN（4-69）

通过LED的平均工作电流与LED电压V_LED和V_OUT（V_LED=V_OUT）关系可以用式（4-70）表示。

式（4-70）中的R_e表示Flyback变换器的低频工作特性等效电阻，由于PFC工作原因，流过LED负载的电流中含有2倍交流输入市电频率的纹波电流成份，纹波电流幅度大小和LED负载并联的Flyback变换器PFC输出端连接的储能电容容量有关。

在典型应用场合这个PFC输出滤波电容为铝电解电容，这个铝电解电容可以使这个纹波电流降低到一个可以接受的范围。

6.输入功率稳定调节和输入电压前馈控制

LM3447通过控制开关变换器的脉冲占空比D可以实现通过LED负载电流稳定。LM3447利用一个LED负载串联的电流取样电阻，通过闭环反馈控制实现LED负载电流的稳定控制，实用中需在变换器的一次侧、二次侧之间隔离，需用到一个光耦合器。通过前馈控制可以获得很好的源电压稳定性，前馈控制工作原理图如图4-76所示，前馈控制信号由电阻R_AC引入。

图4-76 前馈控制工作原理图

如图4-77所示，在误差放大器的输出端加一只补偿电容C_COMP可以获得所需补偿效果，推荐使用容量范围为4.7～10μF的补偿电容，根据功率大小和瞬态响应特性可以获得1～10Hz的低通滤波带宽。

7.辅助电路和谷底开关检测

如图4-77所示，通过一个电阻分压器R_AUX1和R_AUX2使Flyback变压器的辅助绕组连接到了LM3447的AUX引脚，从而实现MOSFET管VT_SW的谷底开关控制，当辅助绕组的电压相对地GND变为负时，通过检测流出AUX引脚的电流可以实现谷底电平检测，通过内部电路这个电压被箝位在100mV，以避免在负电压期间辅助绕组电压对LM3447造成损坏，图4-78表示有关工作波形。

图4-77 辅助电路工作原理图

如图4-76所示，电感L_M、内部基准电压V_REF、开关工作频率f_S、前馈电路的增益G_FF，电阻R_FF、RAC和基准功率电平P_IN的关系如式（4-71）所示。

为确保电感L_M中储存的磁能在每个开关工作周期内被退磁，确保在基准功率电平P_IN下，在整个交流输入电压变化范围内电路工作于DCM工作模式，基于以上条件，Flyback变压器一次绕组电感量L_M可以利用式（4-72）计算。

式中，n表示反激变压器的一次侧、二次侧的匝数比，V_OUT=V_LED，表示LED负载上的电压，V_{REC（PK，MIN）}表示Flyback变换器的最低输入整流直流电压，如图4-76所示基准电压V_REF=1V，Fly-back变换器前馈增益G_FF=10，为使电路可靠工作，考虑到生产的误差，Flyback变压器一次绕组电感量L_M误差需控制在±（2%～10%）范围内。

电阻R_FF需并联一只小容量的电容，形成一个低通滤波器来衰减2倍交流输入市电的纹波电流，推荐滤波器的极点频率为10～12Hz，以对2倍交流输入市电纹波电流产生20dB的衰减。

图4-78 谷底开关波形

在开关功率MOSFET管（VT_SW）导通时，内部的一个14.5μs定时器开始工作，这个14.5μs的定时器由内部斜波信号发生器的上升时间加以设定，如果检测到了谷底开关信号或定时器定时4μs（t_AUX（TO））时间到信号，功率MOSFET管又开始下一个开关工作周期，在斜波信号幅度开始下降时锁定定时器立即开始工作，从而决定电路最低开关工作频率。

功率开关管工作波形的实际谷底（第一个、第二个）和半周期内的交流输入市电整流输出的电压值有关。结果，在谷底信号和斜波信号工作期内AUX引脚的检测灵敏度有所提高，可以看到在两个相邻谷底点之间开关点是在随机变化，从而致使开关工作周期不固定，致使在相控调光工作状态电路的纹波加大。

如图4-79所示，在检测外部相控调光器开始的固定斜波电压期间，开关电路不是工作于谷底开关工作状态，而是工作在硬开关工作状态。谷底开关工作状态由FLT2引脚的输入信号加以控制，当V_FLT2的电压低于1V时不工作于谷底开关工作状态，当高于1.2V时进入谷底开关工作状态，200mV回滞电压是为了改善电路的抗干扰工作能力。

AUX引脚第二个功能是用于LED负载开路时设定电路输出过电压保护阈值电压，通过辅助绕组可以检测输出电压的大小。在经过1.84μs固定时间延迟后，通过GATE驱动信号的下降沿可以对输出电压取样，消隐电路前沿信号有助于抑制变压器漏感而引起的瞬态电压，从而避免输出过电压误保护。当AUX引脚的电压大于内部阈值电压V_AUX（OVP）（1.75V）时电路进入故障工作状态，在输出过电压保护工作状态，在重新进入启动工作状态前电路关断812ms，在故障工作状态下，补偿电容（C_COMP）放电，控制环路不工作，一旦电路故障消失，控制回路又重新开始正常工作。

图4-79 谷底开关工作和不工作有关波形

电阻R_AUX1和R_AUX2参数决定电路的工作性能，电阻R_AUX1还可以在最大输入电压和给定Flyback变压器一次、二次绕组匝数比的情况下，使AUX引脚的最大电流不超过200μA，电阻R_AUX1的计算如式（4-73）所示。

如式（4-74）所示，电阻R_AUX2可用于在给定Flyback变压器二次绕组和辅助绕组之间匝数比情况下设定输出过电压保护的阈值电压。

合理选择变压器一次绕组与辅助绕组之间的匝数比可以确保在V_CC过电压前V_AUX（OVP）被可靠触发。

8.电流监测和过电流保护

电流检测电路工作原理图如图4-80所示。

图4-80 电流检测电路工作原理图

如图4-80所示，通过一只和功率开关管VT_SW的串联的电流检测电阻R_SN可以实现LED负载过电流和LED负载短路的故障检测和保护，在每个开关工作周期开始期间，前沿消隐电路（LEB）把I_SNS引脚的电位拉低大约170ns的时间，防止电路误触发。

通过把I_SNS引脚检测电压与LM3447内部的275mV过电流保护阈值电压相比较可以实现逐周期过电流限制，当电流检测电阻上的电压超过275mV时，功率开关管VT_SW立即关断，由故障定时器和COMP比较器决定的812ms时间期间，接到COMP引脚的电容C_COMP放电，在故障工作状态下，LM3447进入打嗝工作模式，在812ms的时间后电路再重新启动，一旦电路故障消除，电路进入正常工作状态。

通过合理选取过电流保护电阻R_SN参数可以实现过电流保护电平的设定，一般取过电流限制点为2倍最大峰值工作电流I_{P（PK，MAX）}，如式（4-75）所示。

电阻R_SN推荐采用低等效串联电感（ESL）的薄膜SMD电阻，电阻额定功率需大于电阻R_SN的P_SN。

9.相控晶闸管调光相控角检测电路

LM3447内部设有泄放电路以满足相控晶闸管前沿调光电路可靠工作，电路工作原理图如图4-81所示，泄放电流通路为旁路晶体管VT_PASS、R_HLD1和R_HLD2，需注意的是附加泄放电流和整流输入电压无关，所以不会影响电路输入功率稳定调节控制工作特性。

图4-81 相控晶闸管调光相位角检测电路和晶闸管泄放电流电路

LM3447利用交流输入市电整流输出的直流电V_REC来检测相控晶闸管的导通角，图4-81表示LM3447相控相位角检测电路工作原理图，图4-81中的输入电压V_REC被电流镜电路取样并加到42kΩ电阻上，这个输入电压的取样信号和内部的280mV基准电压比较可以获得相控晶闸管的导通角信息，从而改变功率MOSFET管的PWM脉冲占空比，使功率MOSFET管的PWM脉冲占空比与相控晶闸管的导通角成正比。如图4-82所示，这个PWM脉冲驱动信号又被送到FLT1引脚，LM3447内部的相控晶闸管导通角译码电路译码这个相控信号，相控晶闸管导通阈值电压V_ADET（TH）可以避免EMI滤波电容干扰相控调光电路的正常工作，如式（4-76）所示，通过电阻R_AC可以设定阈值电压V_ADET（TH）。

图4-82 相位角检测和维持电流保持电路工作波形图

为获得很好的控制效果，阈值电压V_ADET（TH）设定原则如下。

1）对AC120V交流输入市电供电应用场合，阈值电压V_ADET（TH）取值范围为25～40V；

2）对AC230V交流输入市电供电应用场合，阈值电压V_ADET（TH）取值范围为50～80V。

电阻R_AC在最坏的工作条件下用于限制流入V_AC引脚的电流，电阻R_AC参数的选取应考虑到相位角检测、V_ADET、流入V_AC引脚的电流I_VAC等因素。

10.泄放电流保持电路

为获得电路的高工作效率，泄放电流保持电路仅在FLT2引脚检测到了有外部相控调光器工作的情况和V_FLT2引脚电压低于1V时才会开始工作，当V_FLT2引脚电压高于1.2V时，泄放电流保持电路停止工作。通过内部基准电压为400mV（高于相位角检测电路的基准电压）的比较器电路可以在相位角检测电路阈值电压V_ADET（TH）前提供泄放电流，相控晶闸管维持电路有关工作波形如图4-82所示，相控晶闸管泄放电流阈值电压V_HOLD（TH）可以利用式（4-77）计算。

泄放电流I_HOLD值和BIAS引脚电压和电阻R_HOLD1和R_HOLD2的参数有关，如式（4-78）所示。

在选择泄放电流大小时，需注意考虑在最坏工作条件下旁路晶体管的平均功耗和结温，泄放电流需考虑旁路晶体管的有关安全工作参数和LM3447的最大额定工作电流（70mA），为获得最佳工作性能，泄放电流可在5～20mA之间取值，接至R_HOLD2与地GND引脚之间电容C_HOLD的取值范围为2.2～10μF，以限制由于泄放电流突变而引入输入电流的变化率（如图4-81所示），避免相控晶闸管调光器在低调光电平时误触发。(www.xing528.com)

11.相位角译码和相控调光电路

LM3447内部的线性译码电路把检测到的相控晶闸管导通角信息转换为内部调光控制信号V_DIM，在FLT1引脚这个导通角信息被转换为PWM信号输出，然后这个PWM信号通过外部由电阻R_FLT和电容C_FLT组成的低通滤波器滤波，通过这个低通滤波器滤除2倍交流输入市电频率的纹波信号，最终FLT2引脚的模拟信号通过线性电路再变换为调光控制命令，FLT2输入信号V_FLT2和调光控制命令V_DIM之间的关系如图4-83所示。

图4-83 V_FLT2和V_DIM的关系曲线

调光命令V_DIM的工作状态为，对应V_FLT2引脚的1.75～1.45V电压变化范围（对应的晶闸管导通角范围为180°～150°），V_DIM保持恒定的1V电压。增益为0.877，对应V_FLT2引脚的280mV～1.45V线性电压变化（对应相控晶闸管导通角范围为150°-30°）。当V_FLT2引脚电压低于280mV时对应相控晶闸管的导通角小于30°，在V_FLT2引脚电压13mV时电路饱和。

调光译码电路的工作特性应和外接相控调光器电路的非线性功率特性相匹配，从而改善反激PFC电路的工作适应性。在正常工作条件下调光控制命令V_DIM被转换为基准电压V_REF，这里V_DIM=V_REF，随调光控制命令变化，通过前馈控制电路对应基准电压V_REF的调节控制，输入功率也发生相应变化，实现基于相控晶闸管导通角变化对输入功率和LED工作电流的调节控制。通过LM3447内部相位角译码电路和前馈控制电路的控制作用，电路可以在大于50∶1调光控制范围的调光工作状态下，实现电路平滑、无发光闪烁的调光控制。

12.热折返控制电路

为避免电路工作于极端工作环境下LED负载和电路的损坏，电路有必要加热保护电路，如图4-84所示，LM3447中的热折返电路通过基于散热器温度与输出功率之间关系来限定LED负载的最大工作温度，利用一只连接于TSNS和GND引脚之间的外接负温度系数热敏电阻R_NTC可以实现LED负载工作温度的检测，工作原理如图4-84a所示，当TSNS引脚的电压低于1V的热折返阈值电压V_TSNS（TH）时，热保护电路动作，根据图4-84b所示热折返输出电压V_TFB和输出功率关系可以调节输出功率的大小。由内部7.88kΩ上拉电阻、TSNS引脚基准电压V_{TSNS（REF）}和热保护电阻值R_NTC（BK）决定电路是否进入热保护，热保护电阻R_NTC（BK）值计算如式（4-79）所示。

图4-84 热折返工作特性曲线

温度控制点T_BK和热敏电阻R_NTC的非线性系数β值的关系如式（4-80）所示。

式（4-80）中，T_O表示室内温度，单位为开尔文（K）；表示热敏电阻NTC的室内温度电阻值，通过合理选择热敏电阻的电阻（100～220kΩ）和β值（3500～4500K），可以设定温度控制范围为70℃（343K）～90℃（363K）。

13.Buck输出电容C_Buck

Buck输出电容C_Buck有利于交流输入市电过零时电路储存能量和平滑加到负载上的直流电压，输出电容C_Buck的参数可以利用式（4-81）计算。

式（4-81）中，R_LED表示LED负载串的动态电阻，I_LED（RIP）表示流经LED负载串的平均峰值纹波电流，f_L表示交流输入市电频率。在典型应用场合，如对电路板体积有所要求，应仔细选择输出Buck电容。如选用电解电容，需对最坏的电容纹波电流、输出电压、工作温度和电容生产厂商推荐的降额因子等因素综合考虑，以获得预期工作寿命。还需注意的是，当电路断电时，PFC输出回路应为电源供电关断或LED负载回路开路的情况下为电容提供放电回路，为获得较好的放电工作特性，放电电阻R_O推荐使用20kΩ（如图4-80中所示的电阻R_O）。

14.有关技术参数计算

（1）输入功率P_IN计算

式（4-82）中，V_OUT=V_LED=LED负载串的典型工作电压，I_LED是LED负载平均工作电流，η_TOT=η_EMI×η_FLY，η_TOT表示LED驱动电路的总工作效率，η_EMI表示EMI输入滤波器的工作效率，η_FLY表示Flyback变换PFC电路的工作效率。

（2）Flyback PFC变换器电路的最大允许工作脉冲占空比D_MAX

0.4<D_MAX<0.5

式中，D_MAX是Flyback PFC变换器电路的最大允许工作脉冲占空比。

（3）Flyback变压器匝数比n的计算

V_SW=n×V_OUT+V_{REC（PK，MAX）}+V_OS

V_SW<功率开关管（VT₁）的最大击穿电压。

式（4-83）中，n是变压器的匝数比；V_SW是功率MOSFET管上的漏源极电压；V_{IN（RMS，MIN）}是交流输入市电的最低电压有效值；V_{IN（RMS，MAX）}是交流输入市电的最大电压有效值；V_OS是由于Flyback PFC变压器漏感引入的过冲电压；V_{REC（PK，MIN）}是交流输入市电整流输出的最小峰值电压；V_{REC（PK，MAX）}是交流输入市电整流输出的最大峰值电压。