LM3450/A LED相控调光驱动电路优化

4.1.1.1　LM3450/50A主要技术特点

1.LM3450/50A主要功能

LM3450/50A是一款具有相控调光译码和有源功率因数校正功能的LED驱动控制集成电路，内部的有源功率因数校正（PFC）控制电路可以稳定输出直流电压并获得高的输入功率因数。相控调光译码电路将相控调光相位信号转换为500Hz的PWM调光信号输出，适用于10～100W离线式LED相控调光驱动应用场合。具有使用灵活方便的特点。

LM3450/50A内部的动态滤波器和可变取样率电路可以提供平滑的相控调光控制特性，内部的相控晶闸管导通动态泄放电路可以确保调光相控角被准确的译码，提高了电路的工作效率。除在LM3450中相控晶闸管导通动态泄放电流被取样，而在LM3450A中是连续的不一样外，在电路结构上LM3450和LM3450A基本是一致的。所以也就决定了LM3450/50A的各自用途，表4-1可供使用选型参考^[17]。

表4-1　LM3450/50A的特点

2.LM3450/50A的主要特点

（1）反馈短路保护；

（2）精确的基准电压；

（3）输出过电压保护；

（4）兼容前沿/后沿相控调光；

（5）工作于临界导通（CRM）模式PFC的相控调光；

（6）对来自相控调光器信号70∶1调光范围的PWM译码；

（7）可用于输出功率高达100W的LED驱动电路应用场合；

（8）模拟调节控制引脚可用于传感器接口、热折返式控制、模拟调光或调光范围调节；

（9）特有的动态泄放电路，可用于高性能、平滑调光转换，平滑和无调光闪烁的调光控制应用场合。

3.LM3450/50A的引脚功能与典型应用电路

LM3450/50A为16引脚TSSOP封装，LM3450/50A的引脚图如图4-1所示，电路工作原理框图如图4-2所示，典型应用电路工作原理图如图4-3所示，引脚功能如表4-2所示。

图4-1 引脚图

图4-2 电路工作原理框图

图4-3 典型应用电路工作原理图

表4-2 引脚功能

（续）

4.LM3450/50A工作原理

LM3450/50A可以用于隔离Flyback变换驱动器的应用场合，LM3450/50A可以将相控调光控制信号转换为PWM调光控制信号来驱动控制LED灯负载，适用于交流输入市电供电10～100W相控调光LED驱动应用场合，也可以用于升电压输出驱动应用场合。但是，由于Flyback隔离变换LED驱动的应用范围较广，所以下面主要讨论LM3450/50A在Flyback隔离变换LED驱动中的应用。

LM3450/50A中的PFC电路采用过零检测技术（ZCD），工作于CRM工作模式。PFC电路部分含有误差放大器、乘法器、电流检测电路、过零检测电路和栅极驱动等功能电路，内部误差放大器用于非隔离输出电压反馈控制，如果电路用于隔离输出变换应用场合，误差放大器需置于次级侧电路。

相控调光译码电路检测交流输入市电整流输出的调光控制相位角，经译码、滤波转换为500Hz的PWM调光驱动控制信号输出，PWM调光驱动控制信号可以直接输出，也可以通过光耦合器输出，输出到第二级LED驱动电路的调光控制输入级。相控晶闸管动态泄放电路可以确保相控晶闸管调光电路的可靠触发，通过电流监控电路检测输入电流，当输入电流低于预定电流最低值时，动态泄放电路提供更多的输入电流。

在LM3450中，动态泄放电路和译码电路同时取样以避免由于附加泄放电流而降低电路的工作效率，当出现一个译码取样周期时，动态泄放电路开始工作，确保调光相控角被正确的译码转换，由于采用了这种取样控制方法，在不取样的工作周期内有可能导致相控调光电路的误触发，但是不会影响LED输出电流的稳定调节控制。对大功率应用场合，动态泄放电路提供较小的泄放电流，这时可采用LM3450A。

LM3450A具有连续的动态泄放控制特性，可以避免相控调光电路的误触发，这在单级变换的应用场合非常有用。连续动态泄放电路对大功率两级变换应用场合也是非常有用的，在这种应用场合输入滤波电容的容量取的较大。相控译码器最明显的一个特点是动态滤波，通过可变的取样速率可以提供快速和平滑的调光控制特性。

5.PFC控制回路

LM3450/50A工作于CRM工作模式来稳定输出电压和完成PFC，PFC控制回路工作原理框图如图4-4所示，在非隔离升电压输出工作模式下，通过外接电阻分压器（R_FB1，R_FB2）来检测输出电压，输出电压检测信号送到内部闭环误差放大器的反馈输入端（FB），闭环误差放大器的同相端基准电压为2.5V，通过闭环误差放大器的调节控制稳定输出电压。

在反馈信号被短路和电路输出过电压时，通过误差放大器反相输入端（FB）可以关断电路的工作。

图4-4　PFC控制回路工作原理框图

如图4-4所示，在Flyback隔离变换应用场合，通过光耦合器连接到驱动电路的二次侧电路。

通过电阻分压器（R_AC1，R_AC2）可以检测交流输入市电整流输出的直流电压，并将检测电压送到内部的乘法器，如图4-4所示，流经电流检测电阻（R_CS）的电流产生检测电压（V_CS）又和乘法器的输出电压比较放大，比较放大的输出信号送到控制逻辑电路。

当电流检测电压（V_CS）大于乘法器的输出电压时，功率MOSFET管VT关断，在功率MOSFET管VT导通期间通过电感L的电流线性上升至峰值电流，导通时间基本恒定，导通时间可以利用式（4-1）计算。

一旦功率MOSFET管VT关断，在升压电感或Flyback变压器T退磁后功率MOSFET开关管VT又重新导通，通过LM3450/50A的ZCD引脚可以检测升压电感或反激变压器T的退磁状态，当通过磁元件的电流下降为零时就可以认为完成了磁元件的退磁。由于输出电压得到了稳定，电流的变化斜率基本稳定，通过可变的峰值电流检测产生功率MOSFET管VT的可变导通时间。

通过正弦峰值电流检测产生正弦包络的交流输入电流，使交流输入电流的相位和交流输入电压同相位，完成PFC。

6.电流检测

如图4-4所示，电流检测电阻（R_CS）检测通过功率MOSFET管VT源极的电流，当检测电压V_CS超过乘法器的输出电压时，功率MOSFET管VT关断。在整个交流输入市电周期内乘法器的输出电压是变化的，是交流输入市电（V_AC）整流输出电压取样值、误差放大器的输出电压、乘法器的增益（K_M）和PWM比较器失调电压（V_OS）的函数。

LM3450/50A内部设有前沿消隐（LEB）电路，通过前沿消隐电路可以消除电流尖峰和在功率MOSFET管VT导通瞬间产生的振荡，限制功率MOSFET管VT的最小脉冲占空比。

7.输出过电流保护

在LM3450/50A的电流检测引脚（CS）有一个限电流阈值电压（V_LIM=1.5V），如果电压V_CS超过了限电流阈值电压（V_LIM），功率MOSFET管VT立即关断，直至过零检测电路又出发一个新的导通控制信号，开始一个新的开关工作周期，在电路输出过电流时实现过电流保护。

8.零电流检测

通过接至图4-4所示ZCD引脚到Flyback变压器耦合绕组或电感的100kΩ电阻（R_ZCD）可以实现电流过零检测。当V_ZCD低于1.3V时，反激变压器T被认为已退磁，功率MOSFET管VT又开始导通，电流过零检测引脚电压保持为低电位，直至V_ZCD为高电位，功率MOSFET管VT关断，通过峰值检测电路又开始周期重复工作。PFC功率MOSFET管VT漏极与V_ZCD的工作波形如图4-5所示。

PFC功率MOSFET管工作频率不固定，开关工作频率和开关脉冲占空比D、输入直流电压峰值（V_IN-PK）、开关电流峰值（I_IN-PK）和变压器T的一次绕组电感量（L）有关。

图4-5　Flyback变换过零检测波形

9.误差放大器

LM3450/50A用于非隔离（升电压输出）应用场合时，可以直接通过反馈引脚（FB）的分压取样电阻检测输出直流电压，反馈引脚（FB）是跨导放大器的反相输入，电压为2.5V，COMP是误差放大器的输出，外接补偿回路可以用一个电容C_CMP接于COMP引脚和地GND引脚之间（如图4-4所示），具体补偿方法和所需要的瞬态工作特性和环路增益有关。

如果COMP引脚的电压低于1.4V，电路进入突发工作模式，功率MOSFET管VT关断340μs后又导通。但是，如果电压V_CMP上升高于1.4V，电路又继续开关工作，直至电压V_CMP又低于阈值电压，这个工作特性可以确保能量合理的转换。

通过FB引脚LM3450/50A还可以实现反馈短路保护和输出过电压保护，如果V_FB电压超过3V，输出过电压保护功能动作，直至电压V_FB低于3V。如果电压V_FB降低低于168mV，关断电路的工作，直至电压V_FB高于188_mV。

10.第二级误差放大器

对隔离驱动输出应用场合，第二级误差放大器应为比例补偿电路工作方式，如图4-6所示，这个误差放大器一般常和LMV431一起使用，输出级电阻分压电路（R_FB1和R_FB2）为LMV431的反相输入端提供输出电压检测信号，通过连接到LMV431输入和输出引脚的电阻R_SC和电容C_SC实现补偿。同时，在COMP引脚与地GND之间连接的电容C_CMP可以抑制高频噪声。

如图4-6所示，利用一只电容、两只二极管和一只稳压二极管还可以实现电路的软启动，二次侧软启动电路没有再启动控制功能，所以实用中推荐使用一次侧软启动。

图4-6 输出隔离的误差放大器

11.精密基准电压

LM3450/50A内部有用于V_ADJ引脚供电和其他外部电路供电的3V基准电压（V_REF），一旦V_CC超过3V时V_REF电压就开始稳定。这个3V基准电压（V_REF）的输出电流不超过2mA，使用时需在V_REF与地GND之间加一只10nF的陶瓷滤波电容。

12.低功耗关断

通过使LM3450/50A的V_ADJ引脚接地可以使LM3450/50A进入低功耗关断工作状态，在低功耗关断工作状态，LM3450/50A将导通GATE一个工作周期，然后再接着42μs固定关断时间，并周而复始。在低功耗关断工作状态，DIM引脚输出高电位（负载LED无光输出）。

13.热关断

热关断控制功能用于保护LM3450/50A工作时不会超过允许的最高结温，热关断的预置温度设为160℃，回滞温度为20℃，在热关断工作期间LM3450/50A的GATE无输出驱动

14.相控调光

前沿相控调光电路工作原理图如图4-7所示，由电位器RP、电阻R₂和电容C₁组成的RC网络可以延时相控晶闸管（TRAIC）的导通，直至电容C₁上的电压达到双向二极管的触发导通电压，加大电位器RP的阻值（中心抽头往下移）可以加大相控晶闸管的导通延时时间，降低相控晶闸管的导通时间（即降低相控晶闸管的导通角），从而降低加到LED负载的平均功率。

要实现相控调光需对输入交流市电的相位角加以检测和转换（译码），将输入交流市电相位转换为可以控制LED负载电流的PWM控制信号。

图4-7 前沿相控调光电路工作原理图

15.相控调光译码器

LM3450/50A利用交流输入市电整流输出直流电压进行导通角检测控制，LM3450/50A导通角检测控制电路（译码）和有关外围电路的工作原理图如图4-8所示，交流输入市电整流输出的直流电压经过取样电阻（R_AC1，R_AC2）取样，取样电压又被送到了LM3450/50A的V_AC引脚，V_AC引脚电压又和内部356mV的基准电压比较，产生图4-9所示2倍交流输入市电频率的PWM调光控制信号。

图4-8 相控调光译码电路

图4-9 相控角与PWM控制信号的转换

解调的PWM调光信号脉冲占空比被取样并以对数的关系对应PWM调光控制信号，这样可以很好的适应人眼视觉特性，可以获得最大70：1的调光范围。以图4-10所示幅度的V_ADJ信号经过滤波器FLT1输出。

如图4-8所示，FLT1的输出信号经过2极点的低通滤波器（R_F1、C_F1、R_F2、C_F2）输出，以滤除2倍交流输入市电电压频率的纹波，最终在FLT2的模拟信号与500H_z三角波信号相比较在DIM引脚产生图4-11所示的反相PWM相控调光控制信号。

图4-10　FLT₁与FLT₂信号幅度关系图

图4-11　FLT₂与DIM的波形对应关系

DIM引脚的PWM调光控制信号可以输入到第二级LED驱动电路，DIM为一漏极开路输出信号（如图4-8所示），可用于输出隔离驱动应用场合。可以用光耦合器隔离，对大多数光耦合器而言，信号波形的变化率和通过光耦合器的驱动电流大小有关，电压V_CC与发光二极管阳极之间的电阻（R_PB）参数决定驱动电流的大小。

可变取样率和动态滤波可以确保电路快速、平滑的实现调光转换（调光器的调光调节），使调光过程平滑进行。取样率与调光控制角度信息有关。

动态滤波为双模式滤波，在待机工作模式没有进行调光操作时，如图4-8所示在缓冲电路的输出端和FLT1之间接了一只500kΩ的电阻。当检测到调光器有大的调光变化时，500kΩ的电阻被短路，这就加快了滤波器的滤波速度，改进了调光器的调光响应时间。

FLT1和FLT2的滤波控制特性由相应RC元器件参数决定（R_F1和C_F1，R_F2和C_F2），可以按以下原则设定。

1）对所有应用场合，电容C_F1和C_F2可以选用1μF的陶瓷电容器；

2）电阻R_F1和R_F2的取值范围为15kΩ（～10Hz）和75kΩ（～2Hz）。

2Hz极点对应平滑的调光控制，而10Hz极点对应快速的调光控制。

16.动态泄放电路

在前沿相控晶闸管调光应用场合，在晶闸管导通工作期间晶闸管需要有一个导通维持电流，如果不能满足相控晶闸管的最小维持导通电流，相控晶闸管会关断（或误触发）。

在相控晶闸管的正常工作期间，LED驱动电路需要有一定的工作电流，但是在整个工作周期内可能会有某点使输入电流过低而导致相控晶闸管的误触发，使相控晶闸管电路工作不可靠。

图4-12 相控晶闸管前沿相控波形

如图4-12所示，在LM3450/50A的取样工作期间，不允许相控晶闸管被误触发或相控晶闸管的译码触发角不准确，由于相控晶闸管触发时每半波之间是不对称的，所以误触发可能出现在波形的不同位置。这样会在相控译码角之间产生很大的不同，从而产生LED调光发光闪烁的问题。

为确保相控晶闸管在取样周期内不会被误取样，并且相位角被正确的译码转换，电路中采用了图4-13所示的动态泄放电路，通过接至GND引脚与I_SEN引脚（全桥整流电路的回路地）的电阻R_SEN对输入电流取样，如果这个电阻上的电压降低于200mV，电路通过泄放电路提供一个维持电流，使电阻R_SEN上的电压维持200mV，通过线性调节VT₄的栅极电压来提供附加的泄放电流，随着VT₄栅极电压的增加，HOLD引脚电压下降，在VT₁源极与HOLD引脚之间的电阻R_HLD上产生一个电压。额外的附加电流流入相控晶闸管，LM3450典型动态泄放电流的波形如图4-14所示。在第1个工作时间段为非取样的导通角时间段，在第2个工作时间段为触发角工作期，在第3个工作时间段为导通角取样时间段。LM3450A可以确保每个导通角都工作在图4-14所示的第3个工作时间段。

图4-13 动态泄放电路

图4-14 动态泄放工作波形

但是后沿相控调光器不用晶闸管，所以也就不需要泄放电流。但是，在后沿相控调光中需用到假负载电流，当后沿相控调光器关断时，交流输入电压为最大值，对总的输入电容（EMI电容、PFC电容和滤波电容等）有一个放电RC时间常数，直至达到356mV阈值电压时译码电路才会记录相位角值，这就会使译码角比实际值要大，大的具体值和图4-15所示的RC时间常数有关。

图4-15 后沿相控调光波形

动态泄放要求假负载关断，电路充电以调节电阻R_SEN两端的电压，确保相控角译码的精确性。

在导通角（θ）期间，LM3450仅在取样时间内动态泄放电路工作，但是LM3450在开始触发期间（延迟时间）内动态泄放电路一直工作，这样由于相控调光器的漏电流就可以确保整流输出的交流输入市电电压不会上升。而在相控晶闸管导通期和触发角内LM3450A的动态泄放电路一直工作。

电路最低输入电流可以利用式（4-2）计算。

最大可能附加泄放电流（这通常在相控晶闸管触发的上升沿当HOLD引脚的电位仍处于变化的时刻有可能出现这种情况）可以利用式（4-3）计算。

使用中，推荐最大泄放电流取得比最低输入电流高10%～15%，并在I_SEN引脚和HOLD引脚之间接一只最小容量为0.1μF的电容器，以限制动态泄放电路的带宽，使动态泄放电路带宽比开关频率低得多，但是，如果电容器的容量取得过大，则会由于电路的带宽太低以至于电路不能很好响应交流输入市电电压的变化。为了获得良好的电路工作特性应确保这个电容器的最大容量不要超过0.47μF。

最后，在使用中应在LM3450/LM3450A的GND引脚与I_SEN引脚之间接一只小的肖特基二极管以吸收在相控晶闸管触发期间产生的大电流尖峰信号，这只肖特基二极管的正向电压降在最坏工作温度下应大于200mV，以避免影响动态泄放电路的工作稳定性。

17.热保护电路

在LM3450A中的场效应晶体管VT₄（如图4-13所示）要比LM3450中的场效应晶体管VT₄的功耗要大，例如在LED负载开路最坏的工作条件下，无论相控晶闸管处于什么触发位置，LED驱动电路的输出电流都非常低，如果这时相控调光器的导通角很大，而驱动电路又空载，由于动态泄放电路试图要通过数十mA的电流，场效应晶体管VT₄就必须消耗许多功率，但是在LM3450中由于动态取样电路不是总在工作，所以对LM3450而言这不会是个问题。

但是，LM3450A在每个工作周期都吸收泄放电流，这很快就会成为一个问题，如果交流输入市电电压有很多噪声，这样在LM3450A的V_AC引脚输入信号中引入的噪声就会影响相位译码电路的正常工作，而使相控晶闸管调光电路误认为电路处于不断调光的工作状态，会极大的增大电路的取样率，对场效应晶体管VT₄产生很大的热应力。

为减缓这个问题，如图4-13所示，在LM3450A中需要加热保护电路（在LM3450中也可以这样做），负温度系数热敏电阻在PCB的反面直接置于场效应晶体管VT₄漏极下面，这样可以确保良好的热耦合又可以满足电路对高压绝缘的距离要求。在电路启动期间负温度系数热敏电阻电阻值很大，使晶体管VT₁（如图4-13所示）完全导通，从而为动态泄放电路提供一个通路，随着负温度系数热敏电阻的温度增加，电阻值也随之下降，相应晶体管VT₁的正向偏置电压也随之下降，晶体管VT₁转而进入放大区，晶体管VT₁的集电极与发射极之间的电阻加大，从而使通过的最大的动态泄放电流降低，从而降低VT₄的热应力，如VT₄有足够的余量，电路将以安全工作方式达到热平衡。

这种热保护方法随温度增加线性降低了最大泄放电流，但是这种反馈控制方法会使LED的最低调光电流值随温度的增加而增加，而降低调光控制范围。

18.一次侧电路供电

LM3450/50A的V_CC引脚电压不能超过25V，具有上升和下降阈值电压分别为12.9 V和7.9V的欠电压锁定输出保护（UVLO）的功能，在LM3450/50A的V_CC引脚与地GND引脚之间内部接有一只24V的稳压二极管，用以避免由于大的尖峰电压对器件的损坏。

图4-16表示在LM3450/50A的启动工作期间快速产生所需V_CC电压的工作原理图。

由于交流输入市电电压的峰值总是高于控制电路的额定值，所以需用如图4-16所示N沟道的MOSFET管VT₄，N沟道的MOSFET管VT₄的漏极接到了交流输入市电整流输出直流电压，MOSFET管VT₄的栅极接到了LM3450/50A的BIAS引脚，在LM3450/50A的BIAS引脚内部接有两只稳压二极管，这两只稳压二极管通过外接电阻R_BS接到交流输入市电整流输出直流电压，通过VT₄的源极电流为外接电容C_VCC充电，如果电容C_VCC的容量足够大，则在整个交流输入市电供电周期内将保持相对稳定而为LM3450/50A的V_CC提供稳定的供电电压。

图4-16 一次侧供电电路

这样可以确保LM3450/50A的可靠启动，一旦LM3450/50A正常工作，LM3450/50A的V_CC通过变换器变压器或电感的辅助绕组供电（也同时用于过零检测），这两条供电通路通过二极管（如图4-16所示）VD₁和VD₂为V_CC引脚供电，确保两条供电电路中的较高电压回路为V_CC供电。在需要电路快速启动的应用场合，这种供电方式可以极大的改进电路的工作效率。

为确保电路启动后由辅助绕组回路为V_CC引脚供电，LM3450/50A设置了双BIAS工作模式，在启动时刻通过两只稳压二极管提供20V的BIAS电压，当V_CC引脚的电压超过LM3450/50A的上升导通阈值电压时，BIAS引脚电压降低为14V（图4-16中的6V稳压二极管被导通的VT₆短路），一旦又达到V_CC引脚的欠电压锁定输出下降阈值电压，BIAS引脚电压又回到20V，LM3450/50A又重新开始启动工作。

需注意的是V_CC引脚欠电压锁定保护的大回滞电压，BIAS的双供电工作模式可以使辅助供电回路电压有一定的变化范围，便于变压器或电感磁回路的设计。

19.软启动

在任何离线电路设计过程中软启动设计是个很重要的环节，由于LM3450/50A是用于相控调光的控制集成电路，在相控调光应用场合有时需频繁的开关灯电路，所以相控调光器的启动问题显得很重要，电路需加软启动机制，在LM3450/50A关断时快速的复位电路以便于电路的再启动，由于LM3450/50A具有PFC和相位译码电路两个独立的电路部分，理想情况下这两部分电路都应同时的软启动，确保启动电路可靠工作。

图4-17 双软启动电路

图4-17所示电路可以提供这种同时启动控制功能，V_ADJ引脚和COMP引脚都通过V_CC供电的RC充电回路供电，通过接至BIAS引脚的18V稳压二极管、一只电阻和一只NPN晶体管可以完成复位控制，当V_CC引脚的欠电压锁定输出达到下降阈值电压和BIAS引脚电压达到20V时，LM3450/50A的复位功能有效，当RC回路完全放电，V_CC引脚的欠电压锁定输出达到上升阈值电压，并且BIAS电压又达到14V时，RC软启动电路又开始工作。

通过RC电路电容C₁充电至3.9V的稳压二极管VD₄的箝位电压（这大于COMP引脚和

V_ADJ引脚的动态电压范围）使电路可以启动工作，直至下一个关断工作过程。

20.LM3450和LM3450A在使用中需注意的有关问题

LM3450和LM3450A两者不同主要在图4-13所示电路中流入旁路MOSFET管VT₄（泄放）的功耗不一样，旁路MOSFET管VT₄通过交流输入市电整流输出的供电回路为泄放电路提供泄放电流，旁路MOSFET管VT₄工作于线性工作区，旁路MOSFET管VT₄上的功耗等于管压降和通过电流的乘积。

LM3450通过对泄放电流取样的工作方式降低在泄放MOSFET管VT₄上的功耗，固定调光工作状态下（调光器不动）的取样率不高，对泄放MOSFET管VT₄的热耗考虑要求不高，虽然在某些应用场合不希望有动态泄放电流（例如大负载电流的应用场合），在单级Flyback变换器输出直接接到LED负载的应用场合取样动态泄放电流就有可能引起不希望的效果，这时如果相控调光器误触发或在输入电压和电流波形有随机的不同时就会引起LED光输出变化，在小输入电流调光应用场合LED光输出的变化是可以明显观察到的，由于相控调光器的误触发，输入电压小的波动就有可能产生明显的光输出变化。如果采用第二级LED驱动电路的电路结构就可以避免这个问题。

在对价格敏感应用场合，单级LED驱动电路结构可能是个选择，LM3450A主要应用于这个市场，在整个交流输入市电工作周期内LM3450A提供连续的动态泄放电流以避免相控调光器的误触发和LED负载调光闪烁。同时连续动态泄放电流可以降低对输入EMI R/C缓冲网络的应力。

在使用LM3450A时需注意在泄放MOSFET管VT₄上的功耗，在任何应用电路结构都应考虑最坏的工作条件，对LM3450A而言相控晶闸管的最大导通泄放电流工作条件就是最坏工作条件，这时在泄放MOSFET管VT₄上的功耗最大。

许多相控调光器需要有25～40mA的维持导通工作电流，在实际设计中设计人员常选用50mA的最低维持导通电流，LM3450/50A中泄放MOSFET管VT₄的功耗容量一般设计为1W或1.5W，这样就需要加大泄放MOSFET管VT₄的功耗容量或降低动态泄放电流。

采用单级变换的LM3450A典型应用电路原理图如图4-18所示。

4.1.1.2 采用LM3450的15W两级变换LED驱动电路

1.电路特点

下面介绍AC230V交流输入市电供电，采用LM3450的15WLED驱动两级变换电路工作原理与有关参数计算。电路可以输出350mA电流，为1～14只串联LED供电（LED串最大供电电压为45V）。第一级为采用LM3450的Flyback变换电路，第二级为采用LM3409的变换电路，第一级实现PFC，输出隔离的50V稳压电压，采用LM3409的第二变换级利用第一级Flyback变换输出的50V直流电压为负载LED串提供350mA的恒电流输出，两级变换电路设计可以提供很好的源电压稳定性和负载稳定性，并提供输入和输出隔离功能。两级变换电路较单级变换电路有以下优点。

1）更好的源电压抗干扰工作特性；

2）没有2倍交流输入市电频率的LED纹波电流；

3）在低调光亮度工作条件下具有更好的调光控制特性；

4）在低LED负载工作电流条件下具有很好的工作效率。

图4-18 单级变换电路

2.电路技术指标

1）最大LED负载串电压：V_LED<45V；(www.xing528.com)

2）LED负载恒流输出电流：I_LED=350mA；

3）Flyback变换器稳压输出直流电压：V_OUT=50V；

4）交流市电输入电压范围：V_IN=AC180～265V。

电路工作原理图如图4-19所示。

LM3409HV的引脚图如图4-20所示，LM3409HV的引脚功能如表4-3所示。两级变换驱动电路工作原理框图如图4-21所示，两级变换电路工作原理图如图4-22所示。

图4-19 电路工作原理图

图4-20 LM3409HV引脚图

表4-3 LM3409HV的引脚功能

图4-21 两级变换驱动电路工作原理框图

图4-22 两级变换电路工作原理图

3.电路工作原理

（1）电路的第一级为工作于CRM Flyback变换工作模式的PFC电路，工作于电流连续导通（CCM）和电流不连续导通（DCM）工作模式边界的CRM工作模式，在CRM工作模式下主功率开关场效应晶体管（如图4-22所示的VT₃）导通直至达到峰值电流时主功率开关场效应晶体管（VT₃）关断，然后通过主功率开关场效应晶体管（VT₃）的电流线性下降，直至检测到通过主功率开关场效应晶体管（VT₃）的电流为零，这时主功率开关场效应晶体管（VT₃）又周而复始的重新开关工作。

图4-23 CRM Flyback变换PFC的电流波形

在CRM工作模式Flyback变换PFC的应用场合，交流输入市电整流输出的直流电压被直接送到了控制环路，产生一个正弦峰值电流阈值，这个正弦峰值电流阈值又产生一个图4-23所示的一次侧正弦电流包络I_P-PK，根据PFC变压器的匝数比在PFC变压器的二次侧又会产生一个正弦电流包络的二次电流I_S-PK。

假定通过输入EMI滤波电路对开关纹波信号有很好的衰减，输入平均电流I_IN（t）将近似为正弦波，由于输入电流和电压的波形相同，并且相位相同，所以可以获得高的功率因数。

前馈控制机制在工作于CRM工作模式的PFC可以使电流波形很快的形成，但是PFC控制电路必须能通过传统的反馈控制环路调节输出电压，这可以通过一个窄带误差放大器来调节控制输出电压，并利用输出端的储能电容来滤除2倍频的交流输入市电纹波电压。通过误差放大器的输出和交流输入市电整流输出电压的取样信号相乘来控制PFC电路的工作，实现输入电流波形成形和输出电压稳定调节控制。

在LM3450中设有相位译码电路来实现相控调光控制信息和500Hz的PWM漏极驱动输出调光控制信号的转换，这个500Hz的PWM漏极驱动输出调光控制信号被直接送到光耦合器，通过光耦合器送到下一级LED驱动控制电路。同时，LM3450还通过动态泄放电路来确保在LED低发光亮度工作状态下为工作于前沿相控调光控制的晶闸管正常工作提供所需的维持导通工作电流。

（2）PFC输出被送到第二级采用LM3409HV的BuckLED驱动电路，Buck LED驱动电路输出电流为恒流350mA，输出电压不大于45V。LM3409HV是一款具有回滞电压，采用峰值电流检测和恒定关断时间的LED驱动控制电路，可以为LED提供稳定的工作电流和固定频率的纹波电流驱动，由于第二级供电为第一级PFC的输出直流电压，而PFC输出有一个大容量的滤波电容，PFC输出的100Hz/120Hz2倍频交流输入市电纹波电压被滤除，所以第二级LED驱动输出电路中就没有100Hz/120Hz的2倍频交流输入市电纹波电压，第一级输出的500Hz的PWM调光控制信号被送到LM3409HV，用作LM3409HV的EN引脚调光控制信号输入，根据初级侧得到的调光相控角信息来实现负载LED的调光控制。

第二级Buck LED驱动器电路主要技术指标如下。

1）标称输出电压：50V；LED相控调光与应用》………………………………………………一

2)输出电流：350mA;

3)开关工作频率：lOOkHz；

4)标称LED负载串电压：45V;

5)电感/LED的纹波电流：lOOmA。

4．有关电路参数计算

(1)假定交流输入电压在交流输入市电频率f_L下为纯正弦，整流二极管为理想的整流二极管，加在Flyback变换PFC输入电路输入为100Hz/120Hz（2倍交流输入市电频率）的脉动直流正弦波电压，输入峰值电压(V_IN-PK)与标称交流输入电压(V_IN)的关系，以及Flyback变换PFC输入电路的输入电压V_in(t)可以用式(4-4)表示。式中^为交流输入市电频率。

假定控制电路和变压器也是理想的，这样就可以产生一个理想的一次正弦峰值电流包络I_P-PK(t)和图4-23所示的二次正弦峰值电流包络I_S-PK(t)，这两个电流可以分别用式(4-5)表示。式中I_P-PK为一次峰值电流，n为变压器的匝数比。

稳压输出电压(V_OUT)反射到一次侧的电压(V_B)可以用式(4-6)计算。

CRM工作模式控制在整个交流输入周期内产生一个可变的脉冲占空比D(t)，在交流输入峰值电压时刻产生的脉冲占空比最小，占空比可以利用式(4-7)计算，在交流市电周期内的最小占空比(D_MIN)可以利用式(4-8)计算。

如图4-23所示，最终的输入平均电流I_in（t）为每个输入三角波电流的平均值，在交流输入峰值电压时刻出现输入峰值电流，输入电流I_in（t）和输入峰值电流I_IN-PK可以分别利用式（4-9）和式（4-10）计算。

（2）在隔离输出设计中需注意的一个问题就是决定变压器的匝数比，变压器的匝数比和所需要的输出电压值与最大输入峰值电压有关。在给定最大输入峰值电压（V_IN-PK-MAX）和MOSFET管最大允许电压（V_T-DES-MAX）的条件下，变压器一次侧的最大允许反射电压（V_R-MAX）可以利用式（4-11）计算。

最终，变压器的匝数比（n）可以按反射电压V_R不大于计算出电压的最大允许反射电压（V_R-MAX）来计算，有式（4-12）成立。

（3）功率MOSFET管（VT₃）最大反向（V_T-MAX）电压、最大峰值电流（I_T-PK-MAX）和额定功耗值（P_T-MAX）选择可以参考以下式（4-13）、式（4-14）、式（4-15）和式（4-16）计算。V_IN-PK-MAX为最大输入峰值电流；D@IIN_-PK-MAX为最大峰值输入电流时的占空比；I_T-RMS-MAX为MOSFET管最大有效值电流。

P_T-MAX=I²_T-RMS-MAX×R_DS-ON （4-16）

峰值电流应选在至少高于最大峰值输入电流25%的位置，可以按式（4-17）计算。I_LIM为限电流峰值

限流电阻的功耗（P_R30//R31）可以按式（4-18）计算。

P_R30//R31=I_I-RMS-MAX²×R₃₁//R₃₁ （4-18）

（4）功率开关二极管（VD₁₀）的最大反向工作电压（V_RD-MAX）、最大平均工作电流（I_D-MAX）、最大峰值工作电流（I_D-PK-MAX）和最大功耗（P_D-MAX）可以按式（4-19）、式（4-20）、式（4-21）和式（4-22）计算。

I_D-MAX=2×I_IN-PK-MAX （4-20）

I_D-PK-MAX=2×I_P-PK-MAX （4-21）

P_D-MAX=I_D-MAX×V_FD （4-22）

（5）变压器

变压器二次绕组电感参数的决定。变压器二次绕组最大峰值输入电流出现在交流输入电压峰值的最低时刻，决定了Flyback变压器的储能量，作为一个经验公式，在最坏工作条件下所需的脉冲占空比可以选0.5，以限制高压二极管的导通功耗，最大输入电流、变换器的最大输出功率、变换器的工作效率和最低交流输入电压有关。如果考虑相控晶闸管调光工作条件还应有一个0.85左右的系数。

在所需脉冲占空比工作条件下，可以近似得到最大输入电流（I_IN-MAX）、最大输入峰值电流（I_IN-PK-MAX）和变压器最大一次峰值电流（I_P-PK-MAX）的值，有关计算可以参考式（4-23）、式（4-24）和式（4-25）。

利用算出的变压器匝数比和电路要求的最低开关工作频率，PFC变压器所需最低一次绕组电感量（L_P-MIN）可以利用式（4-26）计算。

（6）假定算出的PFC变压器一次绕组电感量满足以上要求，开关工作频率变化范围（f_SW-MIN～f_SW-MAX）还会受到以下因素影响，式中L_P为变压器一次绕组电感量，影响如式（4-27）和式（4-28）所示。

（7）通过计算可以得到PFC变压器所需的磁路气隙长度。但是，计算出的磁路气隙长度有可能是个非规范值。然而，利用一个适当的变压器磁心A_L值（例如160nH/匝数²可能是个很好的选择）可以用来计算所需的磁路气隙长度。利用第一步所选的A_L值、变压器一次绕组电感量L_P就可以计算出所需变压器的匝数，计算公式如式（4-29）和式（4-30）所示。

先给定电源的开关工作频率范围和最大输出功率参数，利用磁心厂商给出的有关技术指标和推荐值就可以选定所需用的磁心型号。

可以通过计算最大工作磁通密度（B_MAX）得到所需用磁心的横截面积（A_E-MAX），然后对以上计算结果加以验证，N_P为变压器一次绕组匝数，计算如式（4-31）所示。

采用最常用的磁心材料，最大工作磁通密度可以选在300～325mT，如果计算出的值低于这个范围，可以增加A_L值为上一个标准值，然后再重新计算变压器的绕组匝数和磁通密度，如果计算出的值大于这个范围，可以降低A_L值为下一个标准值，然后再重新计算变压器的绕组匝数和磁通密度。一旦设定了磁通密度值，通过磁心生产厂商给出的有关数据就可以确定所需的磁心材料和磁心尺寸。

需注意的是磁心材料应可以承受更高的磁通密度，但是，这些磁心材料可能要更贵些，对这种应用场合可能不适用。

利用磁心材料生产厂商给出的有关数据可以完成剩下的有关设计工作，在下面设计过程中需对不同的损耗要求和安全要求之间做出设计选择，设计是个反复的过程，最终计算出所需磁心和开关工作频率范围。

在变压器设计过程之中，变压器生产厂商的有关数据对变压器的设计会有很大的帮助。

（8）电路供电和有关电容的选用

1）一次侧电路供电回路电路工作原理图如图4-24所示，通过开关管VT₃的导通由辅助供电回路为LM3450供电，这样可以提高电路的工作效率，这两个供电回路分别通过VD₈和VD₉为LM3450的V_CC供电，LM3450的BIAS引脚用于确保在LM34560的正常工作期间由辅助绕组回路为LM3450的V_CC引脚供电。二次侧二极管VD₄回路用于二次侧辅助回路供电。

图4-24 电路供电

2）Flyback变换器的输入电容（图4-22中的电容C₁）用于储能，以便在交流输入电压的峰值期间为电路供电，电容C₁应是高频、高工作稳定性的电容器（一般采用金属膜电容，例如聚丙烯电容或涤纶电容），电容C₁的直流额定耐电压值应大于最高交流输入电压峰值加输入纹波电压峰值的1/2，电容C₁的取值应不低于式（4-32）给出的计算值。式中V_IN-PK-MIN为最小输入峰值电压；ΔV_IN-PK为输入峰值开关纹波电压。

3）由于LM3450内含PFC控制电路，电容C₁的电容量应取较小的值，而输出电容（如图4-22所示的C₁₁）的容量应取较大的值，电容C₁₁用作储能，电容C₁₁应选用高质量的电解电容器，使它在CRM工作模式下能承受较大的脉冲电流，耐电压值应比输出直流电压值有25%的余量，在给定的输出纹波电压下电容C₁₁的容量可以利用式（4-33）计算。式中P_OUT-MAX为最大输出功率；ΔV_OUT为标称输出纹波电压。

（9）动态泄放电流电路和相位角检测

1）在相控晶闸管调光应用场合通过动态泄放电路可以确保满足相控晶闸管对维持导通工作电流的要求，通过选择电阻R₃₄//R₃₆（如图4-22所示）的参数可以设定稳定的最低输入泄放电流值（I_IN-MIN-REG），具体可以利用式（4-34）计算。

最大的维持电流（I_HOLD-MAX）可以通过选择电阻R₁₂//R₁₄//R₁₅（如图4-22所示）的参数来决定，可以利用式（4-35）计算。式中V_CC为一次侧电路供电滤波电容。

2）由于在取样期间动态泄放电路仅调节最低的输入电流，在其余工作期间有可能存在电路误触发的问题，这样对电路的可靠工作会造成影响，可以在整流桥的输出端加一个固定泄放电路来避免相控晶闸管误触发的问题，具体可以通过在功率开关管VT₁的源极与地之间接一只电阻来解决这个问题（如图4-22所示的电阻R₆₀），但是这样会降低电路1%～2%的工作效率。

3）旁路场效应晶体管（VT₁）（如图4-24所示）工作于线性工作区，用以平衡LM3450的供电，V_CC启动电流和相控调光器的泄放电流控制均通过对旁路场效应晶体管（VT₁）的控制，泄放电流远大于LM3450的的启动电流，并且动态泄放电流的提供是有规律的。旁路场效应晶体管（VT₁）用于阻断最大的峰值输入电压和在取样期间提供最大的泄放电流，VT₁的泄放电流提供能力和他的安全工作区有关，同时VT₁的功耗对它的正常工作也有很大的影响。可以利用式（4-36）、式（4-37）和式（4-38）来计算VT₁的有关参数。

V_VT1=V_IN-PK-MAX （4-36）

4）电压V_AC即是PFC电路的输入信号也是角度（相位）译码电路的输入信号，电阻分压器R₂₆+R₂₉，R₃₂（如图4-22所示）需按V_DET（交流输入市电整流输出相位检测电压）的要求来设定所需的相位角检测电压，一般规律是V_DET=1/5V_IN，并且电阻R₂₆+R₂₉的阻值在1～2MΩ范围内取值，以限制在电阻上的功耗。有式（4-39）成立。

5）滤波器（FLT1，FLT2）用于提供所需的调光瞬态响应工作特性（即在调光器调光时光输出的变化规律），其工作频率分别为f_FLT1和f_FLT2为了实现最佳工作特性，滤波器工作频率应选在2～10Hz之间（2Hz对应缓慢的调光控制，10Hz对应快速的调光控制），电容（如图4-22所示的电容C₁₇、C₁₈）在给定的滤波频率下可选用1μF的容量，电阻（R₂₄、R₂₅）的阻值可以利用式（4-40）和式（4-41）计算。

6）利用光耦合器可以完成DIM引脚输出的调光控制信号到第二级变换电路的信号耦合，对光耦合器的型号无特殊要求，要求光耦合器至少具有1～2mA的电流输出驱动能力，以满足70∶1调光控制范围的要求，光耦合器的输出需要箝位，以确保输出电压刚好大于第二级变换器EN引脚的输入阈值电压，可以通过一只接在LM3409的EN引脚1.8V稳压二极管（如图4-22所示的VD₂₂）来实现。

（10）CRM工作模式对电压控制环路要求为低带宽以得到稳定的输出电压。通过输出端的电阻分压电路（R₈₁，R₇₂）实现对输出电压的检测（如图4-25所示的电路工作原理图所示），电阻R₈₁的参数可以利用式（4-42）计算。

如图4-25所示，在LMV431中有一个误差放大器，在反馈回路加了一个电阻（R₇₇）和电容（C₃₅）的串联补偿电路。LMV431的输出连接到了光耦合器发光二极管的负极，光耦合器发光二极管的正极通过电阻R₇₀（R₇₀=2kΩ）接到了V_OP1电源供电，光耦合器的输出接到了LM3450的COMP引脚，通过LM3450内部上拉电阻（5kΩ）的作用，光耦合器的一次侧电流不会超过1mA，LMV431内部的基准电压为1.24V，R₈₁和R₇₂组成的分压电路构成输出电压取样回路，电容C₃₄、VD₁₃和VD₁₄组成软启动电路[18]。

图4-25 二次侧误差放大电路

如果PFC电路带宽选的较大则会在比较器输入端引入较大的2倍交流市电频率纹波电压，会降低电路的功率因数值，但是可以改善PFC电路的瞬态响应工作特性，这对相控调光应用场合有利。

（11）由于LM3450是适用于AC/DC的一款LED驱动控制电路，如要满足有关传导和辐射EMI的有关技术要求，需加EMI滤波电路。EMI滤波电路的电路形式与有关元器件参数和驱动电路输出功率、开关工作频率和PCB布局有关。EMI滤波器需滤除差模干扰和共模干扰两种干扰信号。差模干扰主要反应在频率低于500kHz的EMI频谱中，而共模干扰信号的频率范围要更高些。

1）图4-26表示LM3450常采用的EMI滤波电路结构，为满足传导干扰的有关标准要求，电路用了一个4阶滤波器（C₁、L₂、C₇和L₁），用到了屏蔽电感和电容，如果参数合适可以对开关工作频率下低阶谐波差分干扰电流幅值加以衰减。共模电感L₄和电容C₆可以滤除高频噪声。接至一次地和二次地的Y电容（C₂₆）对衰减共模干扰也是非常重要的，但是，降低开关脉冲沿的dV/dt和PCB的合理布局对降低电源的EMI也很重要。

由于这两个滤波电路的使用和适当的阻尼电路（R₂、R₃、C₂和C₃）有助于电路通过EMI的有关技术要求^[19]。

2）一般而言，输入滤波电路和前沿相控调光之间不能很好的匹配，为确保相控晶闸管

图4-26 输入EMI滤波器

调光电路的可靠工作，相控晶闸管有一个最低维持电流的问题，同时变换电路也需要有一个工作电流以维持负载的要求，如不使用滤波电路，在取样期间维持电流和负载电流由LM3450动态泄放电路提供，但是，实际使用中调光器监控的是滤波电路的电流。而输入滤波电路的电流和滤波电容的dV/dt有关，在I_SEN引脚上检测到的输入电流和流过相控晶闸管电流的差在输入电容的dV/dt最高时为最大，面对这个问题的最好方法就是减小滤波电容器的容量和加大泄放电流，使电路有足够的电流来同时满足相控晶闸管调光器可靠工作和滤波电路的要求。

（12）箝位、输入浪涌电流和阻尼

1）图4-27表示由于变压器的漏感和功率开关管VT₃输出电容的原因在VT₃漏极有振铃，为了避免VT₃漏极过高电压对VT₃的损坏，使用中需加一个图4-28所示的箝位电路，这里用到了一只瞬态电压抑制器件（TVS）。

图4-27 开关振铃波形

图4-28 瞬态电压箝位电路

当VT₃导通时，VT₃的漏极电压为低电位，阻尼二极管（VD₅）反偏，箝位电路不工作，当VT₃关断时，VT₃的漏极电压上升超过正常的工作电压（次级反射电压加直流输入电压）。如果达到压敏二极管VD₁（VTS）的箝位电压，箝位电路开始工作，以避免VT₃开关管漏极电压的进一步上升，压敏二极管VD₁（VTS）的压敏电压的选取应使加到VT₃漏极的最高电压不要超过它的最大耐压额定值。

这种箝位方法相对其他的箝位方法具有使用简单、方便、有效的特点。但是，如果在箝位电路正常工作时振铃的幅度足够大，则振铃的能量就会以较高的频率对外辐射。辐射大小和PCB布局、采用的EMI滤波方法和具体应用要求有关。

图4-29 输入浪涌电流尖峰波形

2）采用相控前沿晶闸管调光电路，由于非常陡峭的相控交流输入电压波形在交流输入的每个周期内都会引起如图4-29所示的很大输入浪涌电流，串联电阻（如电路原理图4-22所示中的电阻R₃₀和R₅₇）可以限制输入浪涌电流的幅度，但是这会降低电路的工作效率。电阻R₃₀和R₅₇的参数可以通过实验来确定。

3）输入浪涌尖峰同时也会在输入滤波电路、晶闸管、输入滤波电路和变换器电路之间引起谐振，相互之间的影响可能引起图4-29所示的负向振铃电流，从而关断相控晶闸管的工作，引起LED负载发光闪烁。图4-22所示置于调光电路和EMI滤波电路之间的晶闸管阻尼电路（R₈、R₉、C₈和C₉）可以吸收部分振铃能量，降低相控晶闸管被误触发的可能性。输入滤波电路和阻尼电路的有关参数可以通过实验来确定（参见第3章的有关内容）。

（13）瞬态响应

1）LM3450用于相控调光时，应确保电路的可靠启动，在调光电路导通的任何时刻，LM3450都试图进入稳定工作状态，由于相控调光电路可以快速的开关，电路中的电容在相控晶闸管快速开关工作过程中还没有完全放电，这就使电路的启动状态有很大不同，电路启动的最好方法就是采用软启动，如图4-30所示，通过在LM3450的V_ADJ引脚添加二极管（VD₁₉）、电容（C₂₇）和电阻（R₅₀）可以实现电路的软启动，二极管（VD₁₉）的正向电压降要低，电容C₂₇的容量可以在10～47μF取值，电阻R₅₀用于在LM3450关断时为电容C₂₇构成放电回路。

图4-30 调光软启动电路

2）在相控调光器的快速调光应用场合，交流输入市电的瞬态变化可能引起相控调光器不正常工作，这是由于快速交流输入市电电压变化和慢速负载响应之间的矛盾造成的，这在交流输入市电电压快速降低时会更为明显。

在调光控制过程中，由于输入能量快速降低，但是输出能量的降低需求滞后，控制环路试图通过调节控制来使输入与输出之间能量匹配^[20]。

给定LM3450取样附加延时，在交流输入市电电压发生瞬态突变时，LED发光会出现更为严重的闪烁。

可以采用图4-31所示前馈的方法来减小这个问题的影响，通过加快取样来减缓交流输入市电电压变化对LM3450正常工作的影响。具体可以通过对整流输出的交流输入市电取样并加以滤波来实现（如图4-31所示的R₂₀、R₂₁、R₅₂、R₅₃、C₁₄和C₁₅构成的滤波电路）。这个取样信号的dV/dt沿被耦合到场效应晶体管PFET（VT₄）栅极产生一个ms级脉宽的脉冲，这个信号被反相后又被耦合到场效应晶体管NFET（VT₅）的栅极，这样可以在V_ADJ引脚产生一个复位脉冲。

图4-31 交流输入市电前馈电路

将V_ADJ引脚电位拉低不低于10μs就可以复位取样功能模块电路，并迫使电路处于最快的取样工作状态。同时，FLT₁的滤波时间常数将立即被置为最小，使滤波器工作于最快的滤波工作状态。

5.有关电路原理图和PCB

（1）电路板实物图如图4-32所示^[21]。

图4-32 电路板实物图

（2）电路工作原理图如图4-33所示。

图4-33 电路工作原理图

(3)PCB元件面覆铜层和丝印层元件面覆铜层和丝印层如图4-34所示。

图4-34 元件面覆铜层和丝印层

（4）PCB底层覆铜层和丝印层如图4-35所示。

图4-35 底层覆铜层和丝印层