基于门极RCD有源控制的均压技术优化方案

门极RCD有源均压方法不需要检测串联IGBT器件集射极电压，也不需要构成闭环反馈网络，串联器件数目不受限制，易于工程应用，因此受到广泛关注。

图4-39 IGBT串联组件及门极有源均压结构

4.5.2.1 RCD门极有源均压控制原理

图4-39为2只IGBT器件串联构成的斩波电路，U_dc为直流电压源，R和L为阻感负载，D为负载续流二极管，C_1x、C_2x、R_1x、R_2x、R_3x和二极管D_x组成门极RCD有源均压回路，DRV_x为IGBT器件的驱动电路，其中x代表串联元件的序号。门极RCD有源均压电路由连接在IGBT三个电极上的电阻（R_1x、R_2x、R_3x）、电容（C_1x、C_2x）和二极管（VD_x）网络组成，每个IGBT上的RCD电路可以动态反馈该IGBT器件上承受的电压情况。当某个IGBT器件承受过电压时，RCD电路将产生附加的门极驱动电流注入到该IGBT的门极，动态调整IGBT器件的开关过程，抑制串联组件运行时出现的分压不均衡现象。

根据RCD门极有源均压电路的工作原理，均压电路参数应该满足如下基本条件：

在上述条件下，电容C_1x端电压基本维持恒定不变，且满足U_C11＝U_C12≈U_dc／2，从而为动态电压箝位提供了参考电压。若某个IGBT承受较高的电压，则动态过电压将加在电容C_2x上，并通过D_x和R_3x动态调整该IGBT的门极驱动电流，达到动态均压的目的。门极RCD有源均压电路仅在每个开关周期的过压过程中起作用，电容C_2x端电压和电阻R_3x大小决定着动态均压性能。

在IGBT组件开通过程中，若VI₂管先于VI₁管开通，则VI₁端电压上升至大于电容C₁₁端电压U_C11时，电容C₂₁电压由零上升，通过电阻R₃₁向过压的VI₁管门极注入电荷，使其提前进入开通状态，从而VI₁管承受电压被箝位在电容C₁₁两端的电压U_C11处，达到抑制过压目的。

IGBT组件开通后，电容C_1x通过IGBT器件向C_2x反向充电，由于C_1x容量远大于C_2x，C_2x上承受约等于参考电压值的反压，之后C_1x通过电阻R_1x与R_2x的并联支路放电。二极管D_x防止电容C_2x上的反压引起IGBT门极损坏。

在IGBT组件关断过程中，若VI₂管先于VI₁管关断，则VI₂管端电压上升，同时，电源U_dc通过尚未关断的VI₁管向C₁₂与C₂₂构成的串联支路充电，电容C₂₂端电压由负压回零变正后通过R₃₂向VI₂管门极注入电荷，使先关断的VI₂管关断过程延缓，达到箝位电压的目的。

IGBT组件关断后，电容C_1x承受较高电压，C_2x电压约为零。

4.5.2.2 门极有源均压电路参数的设计

（1）电阻R_1x

在图4-39所示的电路中，VI₁和VI₂管长期关断期间，整个电路进入长期稳定状态，即C_1x和C_2x上的电流为零，R_1x、R_2x、R_3x上的电压电流恒定，U_g.off是IGBT阻断时门极驱动电压（其值约为-7～-15V），假定IGBT器件阻断情况下等效电阻为R_Txoff＝∞，其等值电路如图4-40所示。

阻断时IGBT管承受的平均电压U_av为U_av＝U_dc／n，n为串联元件数，此处n＝2。由于串联的VI₁与VI₂管均压电路对称，故有：

图4-40 IGBT器件关断时等效电路

在IGBT组件长期阻断情况下，考虑到式（4-54）所示的参数应满足的基本条件，由上式可得电阻R_1x、R_2x上分压（也是电容C_1x和C_2x上的分压）分别为

由上面表达式看出，在IGBT器件阻断时，电阻R_1x承受电压U_R1x约为IGBT集射极承受电压，R_1x起到静态均压作用。R_1x取值决定着阻断后串联器件分压情况，并联的R_1x越小，静态均压效果越好，但损耗相应增大，一般在满足均压要求的情况下R_1x选取较大值。

在IGBT组件阻断时，串联器件之间漏电流差异是影响静态分压不均衡的主要因素，R_1x计算应从漏电流差异角度出发。图4-41所示为由2只IGBT器件串联的静态均压等值电路图，其中R_T1、R_T2为串联IGBT的等效电阻，I_T1、I_T2分别为IGBT漏电流，U_T1、U_T2分别为IGBT集射极电压，R₁₁＝R₁₂＝R_1x为静态均压电阻。由图4-41可得两个IGBT器件之间的电压差ΔU_T与漏电流之间的关系如下：

ΔU_T＝I_T1-I_T2·R_1x （4-57）

定义静态电压偏差百分数δ为

δ＝U_Tx-U_av/U_av

图4-41 静态均压等值电路图

则两个IGBT器件之间的电压差ΔU_T与平均电压U_av有如下关系：

ΔU_T＝U_T1-U_T2＝2δU_av （4-58）

若要求IGBT阻断时分压偏差百分数小于允许值δ_lim，联立（4-57）、（4-58）式，解得

在极端情况下，一只IGBT达到最大漏电流I_CES，而另一只IGBT漏电流为0，则电阻R_1x为

（2）电容C_1x和C_2x

为了使RCD有源均压在IGBT开关时的过压情况下起作用，要求电容C_1x上的电压始终能够保持在U_av，这样开关过程的不平衡电压将出现在C_2x上，从而通过D_x和R_3x向过压的IGBT器件门极施加辅助信号，达到抑制过电压目的。C_2x与R_2x的选择是维持C_1x上电压稳定的关键。

在IGBT未导通前，由式（4-56）可知，电容C_1x上的电压约为平均电压，而电容C_2x上的电压约为0。当IGBT开通后，电容C_1x通过IGBT对C_2x反向充电，同时对R_1x与R_2x放电，二极管D_x反向阻断，图4-42为IGBT开通期间等效电路。

在IGBT开通期间电容C_1x向C_2x反向充电，但在关断过程中C_2x又向C_1x放电，因而平均而言可忽略C_2x转移电荷对C_1x的影响，但是为了减小开通期间转移电荷引起C_1x上过大的电压降，电容C_1x容量越大越好，同时要求C_1xC_2x。在电阻R_1x与R_2x的并联支路中，由于R_1xR_2x，则R_1x//R_2x≈R_2x。

设C_1x放电前的初始电压为U_av，则在IGBT开通后电容C_1x放电电压方程为

若IGBT导通时间为T_on，则在导通期间C_1x压降ΔU_C1为

若要求C_1x上电压降偏差ΔU_C1相对于平均电压U_av的百分比为α，导通时间T_on可取平均值T／2，T为IGBT开关周期，则：

C_1xR_2x＝-T［ln（1-α）］^-1／2 （4-60）

IGBT开通期间，电容C_1x持续向R_2x放电，R_2x取值较小时，其功耗较大，为满足R_2x功耗要求，一般要求R_2x取值不小于10kΩ，图4-43是在不同的R_2x取值情况下仿真得到的C_1x取值与其端电压下降百分数α的关系，C_1x越大时其端电压波动越小，在α＜2％后，电容C_1x取值对α的变化无明显影响。同时，C_1x取值过大时，均压电路首次充电的冲击电流将增大。

图4-43 C_1x取值与其端电压下降百分数α的关系

图4-42 IGBT开通期间等效电路

一般要求C_1x上电压下降百分数在5％以内，图4-43所示曲线中，在R_2x取值不小于10kΩ情况下，C_1x取值不小于0.4μF。

若要求在IGBT开通过程中，由于向C_2x放电而引起的C_1x压降不大于5％，则应有：

（3）电阻R_2x

在开关过程中，由于串联IGBT器件特性差异和驱动信号延时或强弱差异，导致出现动态电压分配不均衡。这种动态分压不均一方面表现在每个开关周期的开通或关断瞬态过程中，过压IGBT的C_2x电压上升，通过作用其门极达到抑制过压目的；另一方面，电容C_1x上的电压上升或下降，影响均压效果。(www.xing528.com)

利用Pspice软件对图4-39系统进行仿真，其中1只IGBT器件门极驱动信号延时500ns，图4-44所示是串联的2只IGBT集射极分压情况。可以看出，2只IGBT在阻断时分压偏差缓慢增加，最终偏差电压达到稳态值，这主要是IGBT开关时刻不同，造成电容C_1x电压偏移，导致器件阻断后分压不均衡。

图4-44 C_1x电压偏移引起的阻断时分压不均衡

在关断过程中，承受过电压的IGBT器件在C_2x电压上升的同时，也使C_1x电压上升，由于C_1x在每个开关周期的电荷积累，造成其电压逐渐上升。在IGBT开通期间，C_1x对电阻R_2x放电，如果在一个开关周期中C_1x多充的电荷能够在IGBT导通期间通过R_2x完全释放，则C_1x不会造成电荷积累，C_1x上电压不会上移。

定义开关过程中IGBT集射极过电压百分数γ为

γ＝u_Tx-U_av/U_av

设由于各种差异导致C_1x上补充电荷的差异值为Δq，U_av／R_2x为IGBT开通期间在电阻R_2x上的电流大小，T_on为IGBT导通时间，则要求：

由于C_1x与C_2x的串联关系，在关断过程中两者所充电荷量是相等的。在关断时，C_2x上电压由-U_av上升到零，由于不均压再上升ΔU，设C_2x的电压线性升高，且由-U_av上升到ΔU的上升时间为T_up，则在该过程中C_2x与R_2x上电流分别为

在关断过程中，电容C_1x上积累的总电荷量q_off为

在开通过程中，电容C_1x向C_2x放电，C_1x上释放的电荷量约为

则在一个开关周期内C_1x上额外增加的电荷量为

上式中，由于T_up＜＜T_on，故在式中可略去T_up项，将化简后的Δq代入式（4-62）中，得到：

若要求在开关过程中IGBT集射极过电压百分数不超过γ_max，电容C_1x上电压降百分比α小于5％，在电容C_1x容量确定后，联立式（4-60）与式（4-67），R_2x取值须满足下面关系（T_on取平均值T／2）：

图4-45 IGBT动态均压过程等效电路

由于IGBT开通期间R_2x上承受电压约为U_av，R_2x取值越小时，功耗越大，因此R_2x应在满足要求下取较大值。电容C_1x取值为数百纳法，二极管VD反向阻断电压应大于U_av。

（4）电阻R_3x

为了抑制在开关过程中出现的动态分压不均衡，有源均压电路应能够使过电压IGBT器件迅速进入开关过程的放大区中，因而要求C_2x上的过电压ΔU通过电阻R_3x产生的电流能够使IGBT器件门极输入电容C_ies上的电压达到开通时门极的阈值电压U_th。

图4-45所示为IGBT动态均压过程等效电路图，ΔU是开关过程中IGBT集射极的过电压，R_3x是均压电路中门极反馈电阻，U_g.off是IGBT阻断时驱动电路输出电压，R_off是IGBT关断时驱动电路中门极驱动电阻，C_ies^是IGBT的等效输入电容。

在开关过程中，提前关断或滞后开通的IGBT器件门极输入电容C_ies在器件集射极过电压阶段承受负压。R_3x选择的原则是，动态均压电路使IGBT门极电压升高到IGBT器件的阈值电压U_th：

若要求在开关过程中IGBT集射极的过电压百分数不超过γ_max，则

通常，IGBT阻断时驱动电路输出电压U_g.off约为-7.5～-15V，IGBT器件的门极阈值电压U_th约为6V～10V。为防止均压回路产生过大的门极驱动电流，造成IGBT门极因过电压损坏，均压电路中电阻R_3x在满足动态均压指标的要求下应取较大值。

4.5.2.3 实验结果分析

实验系统为由3只IGBT器件串联而成的斩波电路，如图4-46所示，每只串联IGBT器件都具有独立的驱动电路和均压电路，驱动电路采用光纤隔离，表4-8给出了均压实验条件。

图4-46 IGBT串联实验电路

表4-8 实验系统参数

若要求串联IGBT阻断时分压偏差百分数允许值δ_lim为10％，开关过程中出现的动态过电压百分数γ_max小于10％，根据图4-43及计算公式（4-59）、式（4-61）、式（4-68）和式（4-69）可以确定均压参数范围：C_1x＞0.4uF，C_2x≤24nF，R_1x≤1MΩ，10kΩ≤R_2x≤200kΩ，R_3x≤80Ω。图4-47是通过仿真得到的R_2x不同取值时其功耗与阻断分压偏差的关系曲线，R_2x取值越小阻断分压偏差越小，但对应的功耗越大，R_2x在满足均压要求条件下应选取阻值较大者，以减小均压回路功耗。在实验中均压参数选择为：C_1x＝0.47uF，C_2x＝5nF，R_1x＝1MΩ，R_2x＝33kΩ，R_3x＝75Ω，均压回路中均采用无感元件。

图4-47 R_2x功耗与组件阻断时分压偏差百分数δ关系

图4-48给出了采用均压措施前后串联的VI₁和VI₃管集射极分压情况对比，实验中，VI₁管门极驱动信号比其他2只器件关断时提前或开通时滞后180ns，实验直流电压为900V。图a是未采用均压措施时VI₁和VI₃管电压波形，可以看出在组件关断期间IGBT电压分配不均衡严重，同时在开通时滞后开通的VI₁管承受几乎全部的直流电压。图b是采用有源均压措施后IGBT集射极电压波形，与图a相比，在采用均压措施后，IGBT关断期间电压分配较均衡，开通过程VT₁管过压得到明显抑制。

图4-48 均压前后IGBT集射极电压

a）未均压时IGBT集射极电压 b）均压后IGBT集射极电压

图4-49为采用均压电路之后VI₁管门极驱动信号提前关断或滞后开通180ns条件下VI₁、VI₃集射极电压和集电极电流波形，其中图b、c是开关过程IGBT电压放大波形，此时实验用直流电压为4kV。从图中看出，开关过程中串联IGBT电压分配均衡，均压效果良好，阻断后IGBT器件分压偏差相对于器件所承受平均电压百分比约为5.6％。

图4-49 VI₁管门极信号加入180ns延迟时IGBT集射极电压

a）串联IGBT集射极电压波形 b）IGBT关断过程集射极电压 c）IGBT开通过程集射极电压

图4-50是门极驱动信号同步条件下VI₁、VI₃管集射极电压和集电极电流波形，此时实验用直流电压提高到6kV。开关过程中IGBT电压均衡，阻断后器件电压偏差相对于承受平均电压百分比约为6.2％，串联的IGBT器件均压依然良好。

图4-50 门极信号未加延迟时IGBT集射极电压和集电极电流波形

a）串联IGBT集射极电压和集电极电流波形 b）IGBT关断过程集射极电压和集电极电流波形 c）IGBT开通过程集射极电压和集电极电流波形