RCD吸收电路与门极平衡核的复合均压技术优化

在门极驱动信号同步的条件下，RCD无源吸收电路对于由IGBT器件的特性差异和应用电路的杂散参数而引起的分压差异具有较好的抑制效果；基于门极平衡核的串联IGBT均压方案可以较好地解决由于门极驱动信号差异而引起的电压不均问题。因此，将门极平衡核方案与RCD吸收电路结合起来，优势互补，可形成一种均压效果好、简单实用的复合均压方案^［20］。

（1）门极平衡核的原理结构

由于控制电路信号、驱动电路延迟和传输线路（光纤）延迟上的差异，串联IGBT器件的门极驱动信号往往存在不同程度的不同步现象。如果门极驱动信号不同步严重，则必然导致后开通的器件或先关断的器件出现过电压。采用门极信号耦合可以解决门极信号之间的不同步问题。图4-33为Kiyoaki Sasagawa等人提出的一种门极信号磁耦合方案^{［16，17］}，文中称这种耦合元件为门极平衡核（GBC——Gate-Balancing Core），实为变比为1∶1的强耦合变压器。

以两个IGBT串联组件为例，把变比为1∶1的变压器的原边和副边分别串入到两个IGBT的门极电路中，使两个IGBT的门极信号建立一种磁耦合关系。如果某个IGBT的门极驱动信号发生了延迟，由于耦合的存在，无需闭环网络即可使门极驱动电流基本保持一致，实现门极同步驱动的目的。显然，此方案不会明显增大驱动电路损耗，也不影响装置的开关频率。

图4-33 门极平衡核均压电路

（2）门极等效电路与方程

根据图4-33，并设GBC为一个变比为1∶1的强耦合变压器，则可以得到两个串联IGBT的门极驱动等效电路，如图4-34所示。图中，两个IGBT分别用门极输入电容（C₁、C₂）表示，R_g1和R_g2分别为两个IGBT门极驱动电阻，L_r1和L_r2分别表示变压器的原边和副边漏感，L_m表示变压器的励磁电感，u_s1和u_s2分别表示两个IGBT的门极驱动信号源。

根据图4-34，并设C₁＝C₂＝C_ies，R_g1＝R_g2＝R_g，L_r1＝L_r2＝L_r，可建立IGBT门极驱动电路方程如下：

图4-34 门极驱动等效电路

（3）变压器励磁电感的设计

耦合变压器的主要作用是在两个IGBT驱动信号源不同步期间，使得两个IGBT具有基本相同的门极电压或门极电流，即u_C1-u_C2＝0或i_g1-i_g2＝0。因此，变压器的励磁电感应越大越好。

在IGBT开通过程中，假定VI₂管的驱动信号滞后于VI₁管一个时差ΔT，则在ΔT时段内，u_s1输出正的开通电平U_F，而u_s2仍然输出负的关断电平U_R。在ΔT时段内，门极电流从零开始逐渐上升并向IGBT门极电容充电，设IGBT门极电流呈线性上升，并在ΔT末端分别达到最大值I_g1和I_g2，则门极电流可表示为

将式（4-46）带入式（4-45），整理可得

忽略上式中分母的微小项（分母前三项），近似可得

通常，U_F＝＋15V，U_R＝-7.5V＝-U_F／2。如果要求采用门极平衡核后两个IGBT的门极电压差不大于开通电平U_F的1％，即（u_C1-u_C2）≤0.01U_F，则

上式是在IGBT开通不同步的情况下得出的，它也适用于IGBT关断不同步的情况。实际计算中，ΔT应取开通时差和关断时差中的较大值，C_ies可查阅所选IG_- BT手册。

（4）变压器漏感的设计

实际变压器总会存在一定的漏感L_r，漏感和IGBT输入电容C_ies形成LC振荡电路，使IGBT的门极电压出现振荡。如果振幅较大，则门极电压可能超出允许峰值±20V，从而损坏IGBT。

门极驱动电阻R_g对振荡具有衰减作用。IGBT门极驱动电路的品质因数q为

为了不致在IGBT输入电容上出现谐振电压峰值，要求q≤1/2。因此

为了提高变压器的励磁电感并减小变压器的漏感，变压器采用Ni-Zn铁氧体环形铁心。由于IGBT为电压型开关器件，驱动功率很小，采用直径约为20～25mm、截面积约为20mm²的环形铁氧体铁心即可满足要求。设铁心相对磁导率为μ_r，铁心截面积为A_e，铁心有效长度为l_e，则在要求的电感L_m下，原副边的绕组匝数可按下式计算^［21］：(www.xing528.com)

式中 μ₀——空气磁导率。

（5）门极电压振荡的抑制与保护

由于门极平衡核变压器的漏感和驱动电路上的杂散电感的作用，门极电路在开关过程中会出现振荡，引起IGBT门极过电压，如图4-35所示。尽管在变压器设计时，应尽量减小漏感以满足设计要求，但是还需要设置预防性的保护措施。

瞬态电压抑制器（TVS）是一种二极管形式的高效能保护器件。在IGBT的门极和发射极之间装配一个双向TVS（参考图4-36），当IGBT门极电压由于振荡而升高时，它能以10^-12秒级的速度，将其两极间的高阻抗变为低阻抗，吸收振荡功率，使两极间的电压箝位于一个预定值，有效地保护IGBT器件。

图4-35 采用门极平衡核时的门极电压波形

a）TVS加入前 b）TVS加入后

由于TVS动作后改变了门极电路拓扑，TVS不仅能够保护IGBT门极免受过压，也能有效减缓门极电压振荡的幅度。图4-35为加入TVS前后IGBT等效输入电容两端的电压波形。TVS加入前，门极电压瞬间超过允许峰值；TVS加入后，门极电压被箝位在设定值，而且振荡幅度明显降低。

（6）复合均压方案的实验结果

以斩波电路应用为例，含有TVS保护的串联IGBT的复合均压电路如图4-36所示。图中，门极驱动电阻为15Ω，平衡变压器电感值5.9mH、漏感50uH，无源吸收电路电阻为3Ω、电容为4.7nF，静态均压电阻100kΩ，IGBT采用MG75Q2YS50（75A／1200V）。试验中，驱动信号电压幅值为-9～＋15V，开关频率2kHz，VI₂驱动信号较VI₁信号延迟1us。

图4-37给出了在不同的驱动信号和均压方案下两个串联IGBT的集射极电压波形，其中直流电压为600V。由实验结果可以看出：

1）即使门极驱动信号同步，若不采取任何动态均压措施，在IGBT关断期间电压分配不均现象严重，集射极电压不平衡度高达50％。

2）在驱动信号同步条件下，RCD缓冲吸收电路具有一定的均压作用。

3）当驱动信号存在较大时差时（譬如1μs），单独采用RCD缓冲电路或门极平衡核电路，在IGBT关断期间电压分配不均现象依然严重，集射极电压不平衡度仍达35％。

图4-36 串联IGBT的复合均压方案

4）采用复合均压方案时，即使在驱动信号存在较大时差（譬如1μs）的恶劣条件下，仍能取得良好的均压效果，电压不平衡度小于5％。

图4-38给出了实际实验中直流电压为1200V时复合均压条件下两个串联IGBT的集射极电压对比，其中，图4-38b和图4-38c分别为IGBT关断过程与开通过程的放大波形。可以看出，均压效果良好，电压不平衡度小于5％。值得指出，在关断的初始过程中，两个IGBT的集射极电压都有一个冲击上升的过程，两管电压之和的最大值达到1350V，这是由于直流电源的负载效应引起的。当电源负载电流突然消失时，电源电压出现了上冲。由图4-38b可以看出，即使在关断过程的振荡中，当直流电压达到1350V时，两个串联的IGBT的均压效果依然良好。

图4-37 不同门极驱动信号和均压方案下的均压效果

a）信号同步／无动态均压措施b）信号相差1μs／无动态均压措施

c）信号同步／仅RCD缓冲电路d）信号相差1μs／仅RCD缓冲电路

e）信号相差1μs／仅门极均衡核f）信号相差1μs／复合均压方案

利用无源吸收回路抑制IGBT器件参数分散性引起的分压不均，利用门极平衡核抑制驱动信号不同步引起的分压不均，复合均压方案有效抑制了IGBT串联组件内器件开关过程分压不均现象，具有结构简单、工作可靠等特点。门极平衡核电路的缺点是，必须将门极平衡核插入到驱动电路与IGBT门极之间，且相邻IGBT门极之间存在信号耦合，如果使用标准的门极驱动电路板，装配不便。

图4-38 直流电压1200V时复合均压电路的均压效果

a）串联IGBT集射极电压波形 b）关断过程中IGBT集射极电压 c）开通过程中IGBT集射极电压