甲乙类互补对称功率放大电路的优化方案

1.甲乙类双电源互补对称功率放大电路

消除交越失真的方法是建立合适的静态工作点，以使功放管避开死区而处于临界导通状态或微导通状态，即让功放管工作在甲乙类状态。当输入信号一旦加入，晶体管立即进入线性放大区。而当静态时，虽然管子处于微导通状态，由于电路对称，两管静态电流相等，流过负载的电流为零。

图8-5 交越失真的产生原理

图8-6所示为两个甲乙类双电源互补对称功率放大电路。在电路中，VT₃管是功放的推动级，为功放级提供较大的电压幅度，同时也给功放管设置合适的静态工作点，又称为前置放大级。

图8-6 甲乙类双电源互补对称功率放大电路

a）利用二极管进行偏置的互补对称电路 b）利用U_BE扩大电路进行偏置的互补对称电路

图8-6a电路中，二极管VD₁、VD₂的正向压降使两功放管微导通，两个二极管的交流电阻较小，可使两个功放管的交流电位基本相同。图8-6b电路中，晶体管VT₄、电阻R₁和R₂组成U_BE扩大电路为两功放管提供静态偏置，由于流入晶体管VT₄的基极电流远小于流过电阻R₁和R₂的电流，而VT₄的U_BE4基本不变（硅管约为0.7V），所以U_B1B2=U_BE4，调节电阻R₁、R₂的比值即可改变两功放管的偏置电压。

【例8-1】电路如图8-7所示，V_CC=18V，VT₁和VT₂的饱和压降∣U_CES∣=2V，负载R_L=8Ω。试求：

（1）负载可能获得的最大输出功率（P_o）_M、最大转换效率η_M以及输出功率最大时的每个晶体管管耗P_VT1；

（2）当u_i=10sinωt（V）时，负载上的功率和转换效率，此时每个晶体管管耗为多少？

解：（1）电路的输出功率，当（U_om）M=V_CC-U_CES时，负载上有最大不失真输出功率（P_o）_M，所以

图8-7 例8-1的电路

在不考虑功放管饱和压降U_CES时，最大管耗（P_VT1）_M与理想最大输出功率（P_o）_M′的关系为：（P_VT1）_M≈0.2（P_o）_M′，但在本例中，功放管的饱和压降U_CES=2V，所以计算最大管耗（P_VT1）_M时，不能按公式（P_VT1）_M≈0.2（P_o）_M′计算。

（2）当u_i=10sinωt（V）时，负载上的功率为

转换效率

此时每管管耗

2.甲乙类单电源互补对称功率放大电路

前面介绍的采用双电源供电的乙类和甲乙类互补对称功率放大电路，由于输出直接接负载，无须耦合电容，被称为无输出电容的功率放大电路，简称OCL（Output Ca pacitorless）电路。OCL电路具有低频响应好、输出功率大、便于集成等优点，但需要双电源供电，使用起来不方便。在仅有一路电源时，可以采用单电源供电的互补对称功率放大电路，只要在两管发射极与负载之间接入一个大容量电容器即可。这种电路通常称为无输出变压器电路，简称OTL（Output Tra nsformerless）电路。

（1）基本电路和工作原理

基本单电源OTL电路如图8-8所示。由于电路对称，晶体管发射极的静态电位等于V_CC/2，电容C两端的电压为V_CC/2。在输入信号u_i的正半周，VT₁导通而VT₂截止，电源经VT₁和R_L向电容C充电，若R_LC≥T（T为输入信号u_i的周期），则可认为电容C对信号短路，相当于V_CC/2电源给VT₁供电，有电流通过负载R_L，形成输出电压u_o的正半周波形；在输入信号u_i的负半周，VT₁截止而VT₂导通，已充电的电容C起着电源的作用，相当于-V_CC/2电源给VT₂供电，通过VT₂和R_L放电，形成输出电压u_o的负半周波形。当输入信号周而复始变化时，负载R_L上得到完整的正弦波形。由于单电源互补对称功放电路中每个功放管的工作电压为V_CC/2，分析性能指标时，前面（8.3节中）推导的公式必须修正，即以V_CC/2代替公式中的V_CC。

（2）甲乙类单电源互补对称功率放大电路

图8-9所示为甲乙类单电源互补对称功率放大电路，由图可见，与双电源互补对称电路类似，VT₃组成前置放大级，VT₁和VT₂组成互补对称功率放大电路的输出级。在静态时，只要适当调节R_P，就可使U_B1、U_B2达到所需数值，给VT₁和VT₂提供一个合适的偏置，从而使A点的电位U_A=V_CC/2。VT₃的偏置电阻不接电源V_CC而接A点，是为了引入电压并联负反馈，使A点电位稳定在V_CC/2。

图8-8 基本OTL电路

图8-9所示电路在理想情况下，输出电压最大峰值（U_om）_M=V_CC/2，实际上达不到此数值。因为当u_i为负半周时，VT₁导通，有电流通过负载R_L，同时向电容C充电；当u_i为正半周时，VT₂导通，已充电的电容C起着电源的作用，通过负载R_L放电。在u_i的负半周，随着信号的增大，A点电位要向V_CC接近，但是由于R_c的压降和U_BE1的存在，而B点电位固定为V_CC不变，VT₁管的基极电流将受限制，使之达不到饱和，R_L两端得不到足够的电压变化量，致使最大输出电压幅值（U_om）_M明显小于V_CC/2。为解决这个问题可增加由元件R₂、C₃等元件组成的自举电路，图8-10是带自举电路的OTL功率放大电路。

图8-9 甲乙类单电源互补对称功率放大电路

图8-10 带自举电路的OTL功率放大电路

在图8-10所示电路中。当输入信号u_i为零时，u_A=V_CC/2，，u_C3=u_B-u_A=V_CC/2-i_R2R₂。当R₂C₃的乘积足够大时，可认为电容C₃两端电压U_C3为常数，不随u_i而改变。这样，当u_i为负半周时，VT₃导通且输出正半周，VT₁导通，u_A由V_CC/2开始升高，u_A在V_CC/2～V_CC之间变化，考虑到B点电位u_B=U_C3+u_A，随着A点电位升高，B点电位也自动升高。因此，即使输出电压幅度升得很高，可使u_B＞V_CC，也有足够电流流入VT₁基极，使VT₁充分饱和导通。这种工作方式称为“自举”，意思是利用电路自身来提高u_B。(www.xing528.com)

【例8-2】如图8-11所示电路，已知V_CC=24V，VT₁和VT₂的饱和压降U_CES=1V，负载R_L=8Ω。试求：

（1）电路的最大输出功率（P_o）_M；

（2）输出功率最大时电路的转换效率η；

（3）晶体管VT₁的最大管耗（P_VT1）_M及管耗最大时的输出功率P_o及转换效率_η；

（4）确定晶体管极限参数I_CM、U_（BR）CEO及最大允许损耗功率P_CM的选择范围。

解：（1）电路的最大输出功率（P_o）M

电路的最大不失真输出幅值为U_CES，则电路的最大不失真输出功率为

图8-11 例8-2电路图

（2）输出功率最大时电路的转换效率η

单电源互补对称功放电路的转换效率η为

（3）晶体管VT₁的最大管耗（P_VT1）_M及管耗最大时的输出功率P_o及转换效率η在理想条件下，晶体管最大不失真输出功率（P_o）_M′为

则晶体管VT₁的最大管耗（P_VT1）_M为

由于晶体管的最大管耗（P_VT1）_M发生在输出电压幅值处，也可以用下列公式计算：

管耗最大时的输出功率为

电源供给的功率P_V为

转换效率η为

（4）确定晶体管极限参数I_CM、U_（BR）CEO及集电极最大允许损耗功率P_CM的选择范围。晶体管的极限参数满足如下条件

3.采用复合管的互补对称功率放大电路

输出功率较大的电路，需要采用大功率的功放管。大功放管的电流放大系数往往较小，而且选择导电类型不同而特性一致的互补管比较困难。在实际应用中，通常采用复合管。复合管是用两只或两只以上的晶体管按照一定的规律进行组合等效为一只晶体管。复合管又称达林顿管，其组合方式如图2-31所示。

复合管的电流放大系数等于各晶体管的电流放大系数的乘积。在构成复合管时，必须遵循以下两条原则：

1）等效晶体管的类型取决于前一只晶体管。

2）复合管的各电极电流的流向必须一致，要保证推动管（第一只晶体管）的集电极电流或发射极电流等于输出管（第二只晶体管）的基极电流。

图8-12为采用复合管的互补功率放大电路，电路中一对输出管（VT₅，VT₆）采用同一导电类型的NPN管，该电路又称为准互补功率放大电路。

图8-12 复合管组成的准互补功率放大电路