IGBT的基本特性详解

1.IGBT的静态特性

图3-57表示了IGBT的输出特性，即伏安特性，描述U_GE为控制变量时，I_C与UCE之间的相互关系。此特性与BJT的输出特性相似，不同的是控制变量。输出特性在第一象限可分为3个区域：正向阻断区、有源区和饱和区，在第三象限有反向阻断区。当U_CE＜0时，IGBT为反向阻断状态，J₁结反偏，无论有无沟道都不会出现I_C，J₁结的雪崩击穿电压决定了IGBT的反向阻断电压U_RM。当U_CE＞0而U_GE＜U_GE（th）时，IG-BT为正向阻断状态，J₂结反偏，只有很小集电极漏电流流过，J₂结的雪崩击穿电压决定了IGBT的正向阻断电压U_FM。当U_CE＞0而U_GE≥U_GE（th）时，IGBT为正向导通状态，随着U_CE的增大，导电沟道加宽，集电极电流I_C增加，I_C与U_GE呈线性关系，而与U_CE无关，这部分区域称为有源区或线性区。对工作在开关状态的IGBT应尽量避免工作于有源区。输出特性比较明显弯曲的部分为饱和区，在这个区域I_C与U_GE不呈线性关系。

图3-57 IGBT的输出特性曲线

图3-58表示了IGBT的转移特性，描述的是I_C与U_GE之间的关系。由图可见除U_GE（th）附近外，I_C与U_GE基本呈线性关系，这一点与功率MOSFET类似，相应的也可以定义跨导参数。图3-59所示为IGBT的饱和电压特性，由图可见IGBT的通态电压温度系数在小电流范围内为负，大电流范围内为正。这是因为在低电流区域，ν_BE、β等双极分量起支配作用，而大电流区域MOS分量沟道电阻R_ch起支配作用。我们希望IGBT的通态电压具有正温系数，以便于并联应用，所以一般在大电流范围（交点以上）应用它。不过这个问题在现代IGBT器件中基本不存在，现代IGBT可实现全电流范围内的通态电压正温系数。另外，由于PNP管和功率MOSFET在这里是达林顿接法，所以存在PNP管发射结所需偏置电压U_BE，U_CE不是从0开始。

图3-58 IGBT的转移特性曲线

图3-59 IGBT的饱和电压特性

2.IGBT的动态特性

图3-60表示了IGBT的开关过程。对于开通过程，与功率MOSFET相似，可以定义两个开关时间。从U_GE上升到峰值的10％时刻开始，到I_C上升到峰值的10％时刻为止，定义为开通延迟时间，记为t_d（on）。I_C从峰值的10％上升到90％的过程对应的时间定义为电流上升时间，记为t_r。t_d（on）与t_r之和为开通时间t_on。U_CE的下降过程可分为t_fv1和t_fv2两段，其中t_fv1对应于IGBT中MOSFET单独工作的电压下降过程，其下降斜率较陡；t_fv2对应于MOSFET和PNP晶体管同时工作的电压下降过程。

图3-60 IGBT的开关过程

对于关断过程同样可以定义两个开关时间。从U_GE下降到峰值的90％时刻开始，到I_C下降到峰值的90％时刻为止，定义为关断延迟时间，记为t_d（off）。I_C从峰值的90％下降到10％的过程对应的时间定义为电流下降时间，记为t_f。t_d（off）与t_f之和为关断时间t_off。电流下降时间t_f又可分为t_fi1和t_fi2两段，其中t_fi1对应IGBT器件内部MOSFET的关断过程，I_C下降较快；t_fi2对应IGBT内部PNP晶体管的关断过程，I_C下降较慢。

图3-61更详细地表示了IGBT关断过程中I_C和U_CE的变化情况。IGBT中的电流包含MOSFET电流和双极电流两个分量。撤除栅压，反型沟道立即消失，MOSFET电流分量迅速衰减为零，即图中所示ΔI_C，它等于PNP晶体管的基极电流，即ΔI_C＝（1-α₁）I_C。而双极电流分量必须经过类似双极型器件的复合关断过程，复合的快慢取决于载流子的寿命。因为对于IGBT中的PNP晶体管来说，基区没有直接的引出电极，所以不能利用外电路的驱动电流来缩短关断时间。虽然采用了类似达林顿的连接，关断时间比深饱和PNP晶体管要短，但仍不能满足许多高频应用的需求。这就是在很长一段时间内困扰IGBT发展的所谓“拖尾”电流问题，当然在现代高频大功率IG-BT中，“拖尾”电流已经得到了很好的解决。如图3-61所示，对于阻性负载，U_CE是I_C形状的反演。对于感性负载，U_CE的陡然上升通常会过冲，在超过最后的稳态值之后再回来，不过由于关断过程电流分布比较均匀，所以只要设计简单的缓冲电路就可使IGBT正常工作。

图3-61 IGBT关断过程中I_C和U_CE的变化

IGBT的开关时间与集电极电流I_C、栅极电阻R_G以及结温等参数有关，尤其栅极电阻对开关时间的影响更大。图3-62所示为开关时间t_d（on）、t_r、t_d（off）、t_f分别随I_C和R_G的变化规律。图3-63表示了IGBT的开通损耗特性和关断损耗特性，图中一并列出了检测电路示意图，这里用到的是100A／600V的IGBT。对于开通损耗，温度上升100℃，导通损耗约增加一倍。关断过程取决于PNP晶体管的工况，与功率MOSFET相差很大，关断损耗也随温度上升而增加。由IGBT的饱和电压特性（见图3-59）、开通损耗特性和关断损耗特性可计算总功耗。例如，I_C＝40A，脉冲占空系数DF＝50％，f＝20kHz，T_j＝125℃，则

P_T＝（U_CE×I_C）×DF＋（E_on＋E_off）×f

＝（2×40）×0.5＋（2.2＋2.1）×20＝126W

图3-62 开关时间t_d（on）、t_r、t_d（off）、t_f随I_C和R_G的变化规律

a）开关时间与I_C b）开关时间与R_G

图3-63 100A／600VIGBT开通和关断损耗特性

a）开通损耗特性 b）关断损耗特性

3.IGBT的擎住效应

擎住效应，也称晶闸管效应、闭锁效应，是指IGBT工作电流增大到某个值时，虽撤去栅偏压，器件依然导通，即器件被栅压触发导通后，栅压不再具有控制能力。此时器件处于不稳定状态，对IGBT而言是一种故障现象。擎住效应曾限制IGBT电流容量的提高，在20世纪90年代中后期开始逐渐解决。

从IGBT的基本结构可看出（见图3-56），单元的中间部分为P^＋N^-P双极型晶体管，而位于两侧的P^＋N^-PN^＋为晶闸管，它相当于一个MOSFET来控制晶闸管的结构，P层与源极金属化的地方相当于晶闸管的阴极短路点。当C加正电压，G相对E也加正电压，栅极下的N沟道导通，电子电流由源极流入N^-并引起P^＋N^-结向N-区注入空穴，该空穴被扫入P区后将形成P层中的横向流向“短路点”的电流。当横向电流引起的电位差大于等于0.7V时，将引起N^＋大量的电子注入，形成晶闸管式导通。一旦出现这种情况，两个等效晶体管因深度饱和处于锁定状态，即闭锁（latching）发生。

从考虑了寄生N^＋PN晶体管的等效电路图同样可以对擎住效应的发生机理进行解释。如图3-64所示，IGBT器件内有一个寄生晶闸管存在，它由P^＋NP和N^＋PN两个晶体管组成。在N^＋PN晶体管的基极与发射极之间并有一个体区电阻R_b，在该电阻上，P型体区的横向空穴流会产生一定压降。对于J₃结来说，相当于加一个正偏置电压。在规定的漏极电流范围内，这个正偏压不大，N^＋PN晶体管不起作用。当漏极电流大到一定程度时，这个正偏置电压足以使N^＋PN晶体管导通，进而使N^＋ PN和P^＋NP晶体管处于饱和状态，于是寄生晶闸管开通，门极失去控制作用。

图3-64 考虑了寄生N^＋PN晶体管的等效电路图

IGBT出现擎住效应的条件就是寄生晶闸管开通的条件。设N^＋PN晶体管发射极电流为I_E，则其集电极电流为I_E·α_NPN，此电流即为P^＋NP晶体管的基极电流，再经过P^＋NP晶体管放大，P＋NP晶体管集电极电流放大β_PNP＝α_PNP／（1-α_PNP）倍输出，这个电流又成为N^＋PN晶体管基极电流，此反馈电流经N＋PN晶体管放大后，发射极电流为I_E·α_PNP·α_NPN／［（1-α_PNP）·（1-α_NPN）］，令其等于I′_E，当I′_E≥I_E时正反馈建立，PNPN晶闸管导通，整理得

α_PNP＋α_NPN≥1

这也就是IGBT发生擎住的条件。

设空穴电流I_h流过N^＋源区下方，则引起的横向压降为U_A＝I_h·R_b，又I_h为P^＋NP晶体管的集电极电流，则I_h＝α_PNP·I_C，I_C为IGBT集电极电流，也就是P^＋NP晶体管的发射极电流，则U_A＝α_PNP·I_C·R_b，设晶闸管的导通条件是U_A≥0.7V，所以IGBT发生擎住的临界擎住电流为

值得说明的是式（3-1）为静态擎住情况下的临界擎住电流表达式，关断过程中由于J₂结反向电压的迅速建立，会引起较大位移电流而产生动态擎住效应，所允许I_CL的比静态擎住的情况还要小。

图3-65 典型的擎住特性曲线

图3-65表示了典型的擎住特性曲线。其中，AB段为MOSFET栅控下的PNP管工作区；BC段为MOSFET栅控下的PNP管、NPN管共通工作区。此时，R_b上的压降逐渐增大，但NPN管仍然处于未导通状态，α_PNP＋α_NPN＜1；C点为正向转折点，对应的电压称为正向转折电压U_BF，α_PNP＋α_NPN≈1条件已满足，触发了PNPN寄生晶闸管的正反馈过程，使得IGBT发生擎住，阳极电流迅速增加；CD段为电流增大、压降减小的负阻区；DE段为J₂结完全淹没后的等效二极管PIN区。(www.xing528.com)

根据式（3-1）容易看出，为了抑制擎住效应的发生，即应尽量提高I_CL，可从减小α_PNP和R_b两方面入手。具体到工艺上常用的防止擎住效应的措施包括：

1）减小短路电阻R_b。如采用P^＋中心扩散方法、缩短N^＋源区的横向长度等，图3-66表示的一种带有发射极腐蚀坑的元胞结构就有这样的设计考虑。在N^＋源区下的P阱区做一次P^＋深扩散，P＋扩散窗口比P阱区小，目的是通过增加P阱区杂质浓度来减小R_b；发射极的腐蚀坑使IGBT形成槽栅结构，缩短了N＋源区的横向长度L，L越小则R_b越小。此外采用自对准技术，可使发射极部分的N^＋区实现微细化，从多晶硅栅的侧壁扩散N^＋源区，由于不需要估计掩膜、对准和过腐蚀的余量，单元内多晶硅栅的间隔可由非自对准工艺的20μm左右缩短到7μm左右。

2）背面定域P^＋扩散法与阳极短路法。如图3-67所示，这两种方法实际上都从减小α_PNP的角度提高了I_CL，并且都可使存储在N-漂移区内的电子通过阳极短路部分泄放以加速关断。

图3-66 带有发射极腐蚀坑的元胞结构

图3-67 背面定域P^＋扩散法与阳极短路法

a）背面定域P^＋扩散结构 b）阳极短路结构

3）加一薄的N^＋缓冲层。如图3-68所示，N＋缓冲层的引入能防治擎住效应是容易理解的，N^＋层使PNP管P^＋衬底向N^-外延层发射空穴的发射效率降低，从而使α_PNP减小。

由于N^＋缓冲层具有协调器件通态、断态和开关特性的作用，可以说是一种奇妙的结构，特对其稍加说明。无N^＋缓冲层的IGBT中，正、反向阻断电压相等，故称对称型器件；有N^＋缓冲层的IGBT称非对称型器件。很多应用领域并不要求器件是对称型的（如电压型逆变器），所以非对称型器件很受重视。

如图3-69所示，对称型IGBT的电场呈三角形分布，而非对称型IGBT的电场呈矩形分布，所以N^＋缓冲层有利于提高正向阻断电压。需要注意的是在图3-69b中，正向阻断结J₂的耗尽层决不允许穿通到J₁结，因而缓冲层内电荷必须足以使电场在该区降到零，所以要适当提高掺杂浓度，但不能影响发射效率。

参考图3-56b所示的IGBT简化等效电路，设IGBT中的双极电流分量为I_T，MOS电流分量为I_D，IGBT中PNP晶体管发射结电压为U_J1，漂移区调制电阻端压为U_RN，IGBT中MOSFET端压为U_DS，则IGBT的正向导通电压可表示为

U_CE＝U_J1＋U_RN＋U_DS

＝U_J1＋I_DR_N＋I_DRon

图3-68 加N^＋缓冲层的IGBT结构

图3-69 N^＋缓冲层提高正向阻断电压

a）对称IGBT电场呈三角形分布 b）非对称IGBT电场呈矩形分布

可见，正向导通电压U_CE取决于I_D、漂移区调制电阻R_N和MOSFET导通电阻Ron，而R_N由漏区厚度决定，在非对称结构中，由于N^＋缓冲层的加入，N^-漏区的厚度仅为对称结构的一半，故R_N减小，U_CE减小。

另一方面，IGBT中的总电流由双极和MOS两个分量组成，即

I_C＝I_T＋I_D＝βI_D＋I_D

式中，β为PNP管电流增益。

缓冲层降低了发射极注入效率，也就降低了β，则MOS电流分量将成为总电流的主要部分，而这部分电流是因沟道被切断迅速实现关断的，这部分电流越大，拖尾电流便越小，因而下降时间也越短。所以N^＋缓冲层结构的引入还可以缩短IGBT的关断时间。

综上，加入N^＋缓冲层的IGBT结构具有如下特点：抗擎住能力增强；正向阻断电压提高；正向导通电压减小；关断时间缩短；反向阻断电压减小（惟一被牺牲的特性）。鉴于N^＋缓冲层对改善功率半导体器件的功用，诸如功率二极管、GCT等也都经常引入该结构。为了协调各方的折中关系，N^＋缓冲层的掺杂浓度和宽度都需根据实际情况优化设计，一般而言，掺杂浓度在10¹⁶～10¹⁷cm^-3量级，宽度约在10μm左右。

4）控制少数载流子寿命。通过中子、质子或电子线照射实现少子寿命的最佳控制可减小α_PNP，以达到抑制擎住的目的。

5）选择合理的栅源结构。对于不同形式的元胞结构，如条形、方形、圆形，其抗擎住能力为：J_L（条）＞J_L（方）＞J_L（圆）。

4.安全工作区

IGBT的主要参数包括：最大集射极间电压U_CES——由内部PNP晶体管的击穿电压确定；最大集电极电流——包括额定直流电流I_C和1ms脉宽最大电流I_CP；最大集电极功耗P_CM——正常工作温度下允许的最大功耗。

如图3-70所示分别为IGBT的正向偏置安全工作区（FBSOA）和反向偏置安全工作区（RBSOA）。其中，FBSOA由最大集电极电流、最大集射极间电压和最大集电极功耗确定，它与IGBT导通时间长短有关，导通时间越短，最大功耗耐量越高；RBSOA由最大集电极电流、最大集射极间电压和最大允许电压上升率du_CE／dt确定，du_CE／dt会使IGBT产生擎住效应，du_CE／dt越大，RBSOA越小。

图3-70 IGBT的FBSOA和RBSOA

a）FBSOA b）RBSOA

IGBT的特性和参数特点可以总结如下：

1）开关速度高，开关损耗小。

2）相同电压和电流定额时，安全工作区比GTR大，且具有耐脉冲电流冲击能力。

3）通态压降比VDMOSFET低。

4）输入阻抗高，输入特性与MOSFET类似。

5）与MOSFET和GTR相比，耐压和通流能力还可以进一步提高，同时保持开关频率高的特点。