微波敏感装置的设计与研究

该引信与米波多普勒引信相比，它们的敏感装置之定位原理相同，均利用弹目接近时产生的多普勒效应，但其结构和工作原理有较大差别。该引信发射机与接收机是分开的，即是外差式的，而前面分析的两种引信均是自差式。发射天线与接收天线均采用同轴开槽天线，能量传输与分配也采用了特殊的微波元件。因而敏感装置包括发射机、接收机、发射天线与接收天线几部分。

一、发射机

发射机由发射天线、磁控管振荡器及功率分配器组成。

1.磁控管振荡器

磁控管是一种利用磁场和电场来控制电子运动而产生高频振荡的特殊二极管。由于它本身就是一个振荡器，所以又叫磁控管振荡器。该引信中所用CK-829型磁控管，是一个耐振性能良好的高频率低阳压振荡器，其波长在“B”波段内的某个固定波长上。

磁控管振荡器的基本结构如图2-33所示。阳极是由纯铜制成的环形柱体（图中只画出环形体的一部分），环形体上开有通孔，作为谐振空腔。空腔的形式很多，这里介绍两种：一种是同腔式，一种是异腔式。所谓同腔式，是每个空腔尺寸大小相同，如图2-34（a）所示。所谓异腔式，是两种尺寸大小不同的空腔相间排列，如图2-34（b）所示。CK-829型磁控管就是12个大小空腔相间排列的异腔磁控管。阴极是氧化物间热式，做成圆管形，位于环形阳极的中心，螺旋形的灯丝在圆管形的阴极中间。阳极和阴极间的空间叫做作用空间，是电子与电场、磁场相互作用的场所。阳极和阴极间外加直流阳压，使作用空间产生恒定电场，其电力线与阴极表面垂直。磁控管阳极通常接地，而阴极加以很高的负电压。管外还有磁铁，使作用空间产生恒定磁场，其磁力线与阴极表面平行，与电力线互相垂直。CK-829型磁控管所用的磁铁是特种合金制成的马蹄形永久磁铁，阳极与阴极置于两磁极之间。磁控管产生的高频能量通过空腔中的耦合线环经同轴线输出。磁控管振荡器的工作原理与特性很复杂，可参阅有关微波技术书籍，这里只做简单介绍。

图2-33　磁控管的基本结构

图2-34　两种磁控管的形式

（a）同腔式；（b）异腔式

（1）产生振荡前的工作状态：在产生振荡前，管内作用空间只有恒定的电场和磁场。从阴极发射出来的电子进入作用空间时，即受恒定电场和磁场的共同作用。电子在电场和磁场中运动速度及方向由于电子与电场或磁场之间存在一定的作用力而发生变化。当电子以不大的初速度进入这互相垂直的电场和磁场后，就要做摆线运动，如图2-35所示。图中A极为阳极，K极为阴极。由于近代磁控管的阴极圆柱体外径和阳极圆柱体内径尺寸相差不大，故可以用平行板系统来近似地代替圆柱形系统。管内直流电场强度E的方向是由阳极A指向阴极K，磁通密度方向是指向里的。由于灯丝给阴极加热的缘故，阴极的温度很高，这时有些电子会脱离阴极而跑向空间。设当电子刚从阴极K表面M点飞出时，其初速度接近于零，故所受磁场力也接近于零，电子只在电场力的作用下往上做加速运动，电子的动能由直流电源获得。随着电子运动速度的增大，磁场对电子的作用力也逐渐增大，电子运动的方向也发生越来越明显的偏转。经过一定时间后，电子开始转向阴极K运动，如图中N点所示。这时电子运动速度最大，磁场的作用力也最大。随后，电场的作用使电子减速，电子的速度逐渐减小，磁场对电子的作用力就逐渐减小，电子运动偏转的程度也就越来越小。最后电子到达阴极K时，速度几乎为零。这时，电子又重新开始做摆线运动，如图中P点所示。从电子整个运动过程中的能量关系来看，电子在M→N的路程上，由于获得电场能量而加速，电子所得能量等于M、N之间的电位差和电子电量的乘积。但在N→P的路程上，电子因释放能量而减速，电子所释放的能量等于N、P之间的电位差与电子电量的乘积。由于上述两个电位差相等，电子释放的能量等于从电场获得的能量，所以电子返回P点时的速度与离开M点时的初速度相同。至于磁场的作用，仅在于使电子的运动方向发生偏转，与电子之间并不发生能量转换。电子运动的轨迹则由电场强度和磁感应强度的大小决定。

图2-36所示为在圆形磁控管中阳极电压固定而磁感应强度改变时，电子运动轨迹的变化情形。磁感强度为零时，电子只受到电场的作用，从阴极直达阳极，其运动路线如图中直线1所示。磁感应强度增大时，电子的运动路线发生弯曲，如图中曲线2、3、4。其中曲线3表示磁感应强度增大到某一临界值时，电子从阳极内表面擦过并弯曲回到阴极，其运动路线成了滚轮线，这时的磁感应强度称为临界磁感应强度B临。图中曲线2和曲线4则分别表示磁感应强度小于和大于B临时电子的运动路线。

图2-37所示为阳压固定而磁感应强度改变时磁控管阳极电流的变化情形。磁感应强度小于临界值时，阴极放射的电子全部到达阳极，阳极电流达到最大，等于I0。磁感应强度大于临界值时，全部电子不能到达阳极，阳极电流等于零。但实际上，由于电子初速度不均匀以及磁控管结构上不可能完全对称等原因，即使在磁感应强度大于临界值时，仍有极少量电子到达阳极，故有微弱的阳极电流。上述的阳极电流称为磁控管的静态阳极电流。为了利用电子在作用空间运动来变换能量，磁控管应在磁感应强度大于临界值的情况下工作。在这种情况下，管内空间电荷环绕阴极旋转运动。

图2-35　电子在相互垂直的电场和磁场中的摆线运动

图2-36　圆形磁控管中电子运动的轨迹

图2-37　阳压固定时阳流的情况

（2）产生振荡后的工作状态：磁控管加上阳极电压和大于临界值B临的磁场后，电子在作用空间做摆线运动。当电子掠过阳极空腔的槽口时，会在腔内引起感应电流，并产生振荡。磁控管的空腔和其他谐振空腔一样，可以等效成集总参数并联回路，对于每个空腔，腔口槽缝部分相当于一个平板电容，每个腔的圆弧部分相当于一个电感线圈，等效电路如图2-38所示。

在流过空腔壁的感应电流的激励下，并联回路产生电磁振荡。这时管内高频电磁场的分布情况如图2-39所示。高频磁场主要集中在腔孔中，并耦合至相邻的腔孔；高频电场主要集中在腔口的缝隙间，并渗入到作用空间。相邻两空腔口的电场相移为180°，所以这种振荡称为反相振荡或π型振荡。由于相邻空腔存在着电和磁的耦合，因而只要一个空腔开始振荡，交变电磁场就通过这些耦合途径向相邻的空腔传播，使整个系统随之振荡起来。磁控管刚起振时，交变电磁场是很弱的，必须及时和不断地补充能量，振荡才能维持下来。需要补充的能量是由作用空间内做滚轮线运动的电子供给的。当磁控管起振后，管内的电子不仅受到恒定电场和恒定磁场的作用，还受到渗入作用空间的高频电场的作用。

图2-38　磁控管等效电路图

图2-39　高频电磁场分布情况

为便于分析，把图2-39所示磁控管的部分阳极和阴极展开为图2-40所示的平行平面。在不同时机进入作用空间的电子，有的进入高频加速场中，例如进入阳极空腔Ⅰ下面的电子1，受到高频电场切线分量（指电力线平行于阴极表面的分量）的作用，要从这里吸取能量，并增加了速度。由于电子速度的增加，使恒定磁场对电子的作用力也增大，因此，电子运动的轨迹比在恒定电场和恒定磁场中运动的轨迹（图中虚线所示）要弯曲些，即按图中实线所示的摆线转回阴极，把在高频电场中吸收的能量变成打到阴极上的动能。这种电子称为耗能电子，对振荡起衰减作用。但它很快就移出作用空间，因而没有时间吸取更多的能量。有的电子进入高频减速场中，例如进入阳极空腔Ⅱ下面的电子2，受到电场切线分量的作用，减低了速度，把在恒定电场中获得的动能的一部分转换成高频能量，并且使恒定磁场对它的作用力也减小，因而按图中实线所示的摆线移向阳极。当电子2向阳极方向运动的同时，作用空间的高频电场也在改变其大小和方向。但只要恒定磁场B和恒定电场E的比值适当，使电子2的移动和高频电场的变化同步，即电子2从第Ⅱ空腔口移到第Ⅲ空腔口所需的时间接近振荡的半个周期，则电子2到达空腔Ⅳ下面时，仍处在减速场中，继续把恒定电场中吸收的能量转给高频电场，并且继续移向阳极，直到碰上阳极被阳极吸收，形成动态阳极电流Ia为止。这种电子称为供能电子。从它的运动规律可以看出，它不止一次地将直流能量转变为高频能量，比耗能电子在作用空间停留的时间长得多，因此，交给高频电场的能量比耗能电子从高频电场中取走的能量大得多，使得高频电场得到能量补充，从而维持了空腔中的等幅振荡。在不同瞬间进入作用空间的供能电子在高频电场法线分量（电力线垂直于阴极的分量）的作用下，还会产生群聚现象，这种现象的产生，提高了供能电子交换能量的效率。综上所述，当磁控管振荡器产生振荡时，由于高频电场切线分量的作用，使电子分化为耗能电子和供能电子两种。耗能电子只在贴近阴极表面的空间运动，吸取一部分高频电场能量后即返回阴极。供能电子能够越过作用空间，把直流能量变换为高频能量，是振荡的维持者。

磁控管的振荡频率决定于它的结构尺寸和振荡型。当结构尺寸一定时，振荡频率只和振荡型有关。前面已经讲过，此引信的磁控管是工作在π型，π型振荡所需阳极电压低，同时电子每经过一个槽口就向高频电场交出一次能量，因而输出功率大，效率高，但由于π型和邻近振荡型的频率间隔小，容易产生跳模（即由一个振荡型跳到另一个振荡型）。为了克服这个缺点，采用异腔式振荡系统，即阳极空腔具有不同的形状或不同的尺寸，各空腔的固有频率有高有低，从而使整个回路系统的谐振频率间具有较大的间隔，使之不易产生跳模。

图2-40　部分阳极和阴极展开平面

图2-41　功率分配器简图

2.功率分配器

功率分配器是一个同轴线式多路接头。当由一个超高频能源供给两个以上的负载时，必须应用功率分配器。它是按照给定的关系分配高频能量，通常都具有固定的分配系数。该引信上采用的功率分配器实质上是发射系统中的一个高频分流器。它可依靠结构的高度对称来保证将高频功率按照各支路已有的固定分配系数加以分配。图2-41为功率分配器简图。由图可知，功率分配器实际上是由超高频分流器Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ支路与截止式衰减器支路Ⅳ组成。支路Ⅰ和支路Ⅱ连接发射天线，支路Ⅲ连接磁控管，支路Ⅳ连接本振电缆。

超高频分流器Ⅰ、Ⅲ、Ⅲ支路是同轴线做成的T形分支。若超高频能量从支路Ⅲ输入，则支路Ⅰ、支路Ⅱ同时都会有输出。只要结构做得很对称，同时支路Ⅰ、Ⅱ的负载相同或是匹配的，那么支路Ⅰ、Ⅱ所分配的功率一定相等。支路Ⅰ和支路Ⅱ阻抗并联就是支路Ⅲ的负载，因此必须考虑它们的匹配问题。设支路Ⅰ、Ⅱ的特性阻抗均为ZfT，这两支路并联后的阻抗为ZfT/2。再设支路Ⅲ的特性阻抗为Zck，而一般ZfT/2和Zck是不相等的。为了保证匹配，在支路Ⅲ中接入一个1/4波长阻抗变换器，如图2-41中的AB段所示。AB段应做成与支路Ⅲ相接的一端输入阻抗为Zck，与Ⅰ、Ⅱ支路相接的一端输入阻抗为ZfT/2，即AB段为一段变阻抗匹配线。在该引信中，Zck＝50Ω，ZfT＝75Ω。如果严格分析，支路Ⅲ的阻抗值应是由两天线的并联阻抗和本振电缆支路Ⅳ的阻抗共同决定才对。但由于本振电缆支路输出能量很小，它的阻抗与两天线并联阻抗相比大得多，所以在分析问题时就只考虑起决定作用的两个发射天线的并联阻抗。

同轴线分支只起分配能量的作用，而不能控制能量输出的大小，这样对于应该控制能量大小的支路Ⅳ是不适合的。为了对磁控管产生的功率在支路Ⅳ的输出起控制作用，在该支路中采用了截止式衰减器。所谓衰减器就是用来改变传输系统中超高频振荡功率大小的设备。比如，通过同轴线把磁控管产生的超高频振荡能量的一部分作为本地信号送给平衡混频器，而在混频器中要求本地信号是很小的，而磁控管的振荡又很强，为此必须使用衰减器把磁控管输出的能量减弱到所需要的程度。在该引信中用的是截止式衰减器。

本地信号电缆是连接支路Ⅳ的，即从功率分配器中耦合出高频能量，并经过它输往平衡混频器，作为本地信号。它是个同轴电缆，一端为连接混频器用的高频接头，另一端为容性探针，即上述截止式衰减器中的接收棒。为了解决探针与电缆的匹配问题，在探针与电缆之间串联一个电阻，这样可较好地达到匹配的目的，使平衡混频器能更稳定地工作。

二、接收机

接收机由天线、高频滤波器和平衡混频器组成。

1.高频滤波器

高频滤波器的功用是去除通带以外的干扰信号而只让接收到的目标反射信号通过。这样就可以保护无线电引信接收机不受导弹制导站发射信号的影响，同时也可防止敌人用滤波器通带以外频率的信号进行干扰。

图2-42　高频滤波器结构图示

1—外壳；2—容性短路线；3—壳体；4—调谐螺钉；5—介质圈；6—插孔；7—三通器；8—外套螺母；9—感性圆环；10—固定螺母；11—λ/4耦合段；12—阻抗变换器

高频滤波器的结构如图2-42所示。有三个同轴线式的谐振空腔，各腔之间用λ/4同轴线连接。另外还有三个连接接头，对称设置的两个接头接两个接收天线，另一个接头与平衡混频器相连接。其输入端是一个三通器，它采用了λ/4阻抗变换器使滤波器与一对接收天线相匹配。插孔与接收天线相连，其内导体由介质圈支撑。输出端通过外套螺母与混频器相连。三个同轴线谐振腔为并联的，每个谐振腔都是由壳体、容性短路线和感性圈环组成，它们可视为并联谐振回路。用固定螺母将容性短路线和感性圆环固定在外壳上。相邻谐振腔用λ/4耦合线段耦合。中间一个谐振腔比两边的高一些，这个谐振腔中感性环也大一些。每个谐振腔的外壳上都有调谐螺钉，通过它可以对滤波器进行微调。

图2-43　高频滤波器和等效电路

高频滤波器的工作原理简述如下：它的每个同轴线式谐振腔体实际上是终端短路的同轴线，其长度稍大于λ/4，所以是容性的。谐振腔内的感性圆环是感性的。这样，每个谐振腔处可以等效成一个电容和电感的并联回路。中间的谐振腔处用C1、L1来表示，两边的谐振腔处用C、L表示。相邻谐振腔间的距离为λ/4。据此，可用图2-43所示等效电路来表示高频滤波器，三个并联回路分别连在同轴线的AA′、BB′、CC′处，相邻回路距离为λ/4。设这个同轴线的特性阻抗为ZC，中间回路的阻抗为Z1，两边回路的阻抗为Z0。从BB′端向CC′看去，根据λ/4阻抗变换器原理，其输入阻抗ZBB′由特性阻抗ZC和在CC′处的并联回路阻抗Z及在BB′处所接回路阻抗Z1决定，即

同理，AA′端在不考虑此端口所接的阻抗Z时的输入阻抗为

由上式可得如下结论：AA′端的输入阻抗是/Z1与Z之和。这样，可以用图2-44所示的集总参数电路来表示AA′端的输入阻抗。

由图2-44和图2-43可得

若令

则

上式表示的是由电感L′和电容C′组成的串联回路的总阻抗。根据上面计算的结果，可以把同轴线型滤波器化为集总参数等效电路来表示，如图2-45所示。对于这样一个电路，在某特定频率范围内，L′、C′和L、C所组成的串并联回路趋于谐振，L′、C′串联回路阻抗很小，L、C并联回路阻抗很大，电磁能以很小的衰减通过。而对于通带以外的信号呈现的串联阻抗很大，并联阻抗很小，这种频率的信号通过时衰减很大，从而被滤掉。所以这是属于带通滤波器。

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图2-44　用集总参数表示AA′端的输入阻抗

图2-45　同轴线滤波器的等效电路

2.平衡混频器

平衡混频器的功用是从被目标反射回来并为天线所接收的高频信号中分离多普勒信号。它还可以抑制由磁控管振荡器加到混频器的噪声。

平衡混频器具有同轴线式结构，有两个输入端，一个是从接收天线引来的目标反射信号输入端，另一个是从功率分配器引来的本振信号输入端。在厘米波段混频时，为减少损耗并降低噪声，必须采用专用微波混频晶体二极管。在平衡混频器中有两个二极管并联地接在主同轴线的内、外导体上。从结构设计上保证本振信号反相地加到两个二极管上，而反射信号同相地加到两个二极管上。同时，本振信号能量不能进入接收反射信号之同轴线，反射信号能量也不能进入本振信号之同轴线。

平衡混频器的工作原理主要是利用了晶体二极管的非线性。为了更清楚地阐述问题，先简单地分析二极管的混频过程。混频器是变频器的一个组成部分，它由两部分组成，如图2-46所示。把频率分别为fb和fs的本振电压和反射信号电压作用于非线性器件，能够产生各种组合频率mfs±nfb（m，n为正整数）的电流。用一选择电路就能得到所需频率信号。本振是一个正弦振荡器，它产生和供给频率为fb的信号。由本振、非线性器件和选择性电路三部分构成变频器。二极管混频器等效电路如图2-47所示。二极管的伏安特性可由式（2-77）表示

信号电压为us＝Uscosωst。

本振电压为ub＝Ubcosωbt。

图2-46　变频器组成

图2-47　二极管混频器等效果电路

如果不考虑输出电压的反作用，当u＝us＋ub作用于二极管时有

i＝a0＋a1(us＋ub)＋a2(us＋ub)2

式中，a0为常数项，它相当于二极管工作点的直流电流；a1（us＋ub）是线性项，即输出电流和输入电压成线性关系；a2（us＋ub）2经过三角公式交换可表示为

图2-48　平衡混频器等效电路

式（2-78）表明，经过非线性器件的作用，二极管输出电流中含有直流、2ωs、2ωb、ωs＋ωb、ωs-ωb各分量。ωs-ωb正是我们所需要的多普勒信号的频率，利用选择电路可以把差频信号选出来。

该引信所采用的平衡混频器的等效电路如图2-48所示。其中C1、C2是云母片构成的滤波电容；usc是输出的多普勒信号；ub1和ub2是本振电压通过变压器耦合到次级的大小相等的两个电压，它们加到两个二极管D1、D2时相位差为180°；un1、un2是大小相等相位相反的两个本振产生的噪声电压；us是目标反射回来的信号电压。现设

先讨论本振噪声通过混频器的情况。为了能清楚地说明问题的实质，在讨论本振噪声影响时，可以只考虑本振噪声与本振信号的作用。这时其等效电路如图2-49所示。可以得到下半部分电路的单路混频器内中频噪声电流为

上半部分电路混频器上电压是反向加给的，即相位差为180°，其中频噪声电流为

在电路元件对称的情况下，in1＝in2。由此可见，本振电压ub和本振噪声un混频后，所得到的流经两个混频管D1、D2的中频噪声电流in1和in2是大小相等且相位也是一致的。由于混频器的输出变压器是对称的，当in1、in2流过初级线圈时，在次级就会感应出上下对称的两个噪声电压、，且＝。混频器输出的电压是上下两个次级电压之差值，因此，输出的噪声电压un是零值。可见这种混频器可以消除本振噪声的影响。

下面再讨论高频信号在平衡混频器中的混频情况。这时可以不考虑本振噪声un，其等效电路如图2-50所示。加在两个混频管D1、D2上的信号大小、相位均相同。假设D2上信号电压初相角为φs2，D1上信号电压初相角为φs1，则φs＝φs2＝φs1。加在D1、D2上的本振电压是大小相等相位相反的。设ub2、ub1的初相角分别是φb2、φb1，则φb1＝φb2＋π。在D1、D2上混频后所得中频信号电流分别为

图2-49　仅考虑本振噪声和本振信号的等效电路

图2-50　不考虑噪声的平衡混频器等效电路

由上两式可见，is1和is2大小相等、相位相反。这时变压器次级输出的信号电压为

即输出的信号电压是同相相加的。可见，这种平衡混频器是能清除本振噪声的影响而保存有用信号的。

实际上，由于两个二极管参数的不一致，混频器结构及变压器初级绕组的两个半部不完全对称等原因，要完全抑制掉本振噪声是不可能的。在使用中，根据实际需要达到一定程度就可以了。

三、天线系统

天线系统包括一套发射天线（四根）、一套接收天线（四根）以及把发射天线通过功率分配器同磁控管连接在一起的高频电缆（软同轴线）和把接收天线同高频滤波器连接在一起的高频电缆（软同轴线）。发射天线处在导弹锥形头部外表面，其天线方向图主峰方向与天线轴之间的夹角为82°～87.5°；接收天线在稍后之圆柱部件外表面，其主峰方向与天线轴之间的夹角为70°～75.5°，如图2-51所示。接收天线的主瓣宽度不大于11°，径向平面内不小于100°。

图2-51　天线方向示意图

天线的结构是同轴线式槽缝天线。在同轴线外导体上开了11个纵向槽缝，相邻两个槽缝中心距离是固定的，它决定了天线辐射电磁波的主峰方向。各个槽缝的长度互不相同，这些不同长度的槽缝又决定了功率沿天线分配的比例，造成等强辐射，从而降低了天线的副瓣。接收天线只有10个槽缝，相邻两个槽缝中心距离比发射天线的要大些，这是因为收发天线在弹体上相隔一定的距离，而且安装角也不同。因此，要求接收天线的主峰倾角比发射天线要小，这样设置既能满足天线方向图的要求，又能减少收发天线之间的耦合。

同轴线型槽缝天线是如何将电磁能辐射出去的呢？当超高频电磁能沿同轴线传输时，同轴线上行波电压和行波电流在内导体周围便相应地产生出电场和磁场，如图2-52所示。电压电流向负载方向传播，即电磁波向负载方向传播。同轴线则起到引导电磁能沿着内外导体之间的有限空间向前传输的作用。电磁能传播的方向可用右手定则确定。不管电场、磁场如何变化，工作在行波状态的同轴线内外导体之间的电场和磁场总是互相垂直并与电磁波传播方向垂直。同轴线总是将电磁能由电源引向负载。如果简单地在同轴线的外导体上开纵向槽缝，是不能有效地把超高频电磁能从纵向槽缝口辐射到外部空间的。因为在上述讨论的情况下，内外导体之间的电场和磁场都没有纵向分量，这种电磁波叫横电磁波，因此，不能在槽缝口的平面内造成相互垂直的电磁场。为了从纵向槽缝口把电磁能辐射出去，采用了扇形连接环，把槽缝一侧的内外导体连接起来，如图2-53所示。图中连接环1和扇形片2合到一起通常称为扇形环，它把外导体3和内导体4连在一起。扇形环的作用是破坏同轴线内原有的电磁场分布并建立新的电磁场分布。因为扇形环把内外导体连接起来，这样，在扇形环片上就有高频电流流过。设在图中所示的时刻内导体为正、外导体为负，扇形环上高频电流的方向如图2-53中i所示的方向。此刻在扇形环的周围产生磁场H，于是在槽缝口处造成在传播方向上的磁场分量。由于扇形环把内外导体连接了起来，使得外导体与扇形环相连部位的电位被提高，于是在槽缝口两侧建立起电场E。上述电场E和磁场H是在槽缝口处，相互垂直且在同一平面上。它的传播方向垂直于E、H所在平面，指向槽缝口外部，即槽缝口向外辐射电磁能。这种利用扇形环把槽缝口一侧内外导体连接起来的装置，称为辐射体。

图2-52　同轴线上行波电压、电流

为了在导弹的纵轴平面上定向辐射或接收电磁波，以确定引信的作用区，所以沿着弹体的纵向放置着直列式的多槽缝辐射体。若选择相邻两个槽缝口的中心距离d＝λ，那么电磁波到达两个槽缝口时的相位相同，这时只要把相邻槽缝的扇形环按相同方向安装在外导体上，就可以得到各槽缝口的同相辐射。但为了缩短各槽缝口之间的距离，取d＝λ/2，并仍要获得同相辐射，这时必须把两个相邻槽缝内的扇形环相反安装在外导体上。

如何满足收发天线的主峰方向与天线轴之间有一定夹角的要求呢？如图2-54所示，相邻等距离d的各点代表天线的各辐射体。设在所讨论的范围中某一点为M′，由于该点离天线的距离要比天线全长大得多，因此，天线轴与M′点到各辐射体的连线间的夹角可认为都是相等的，令其为φ0。当d＝λ/2时，φ0＝90°方向上任意一点M，由于各辐射体是同相辐射的，且电磁波传播到M点所走的行程相等，即r1＝r2＝r3，因此各辐射体在M点所产生的电场（或磁场）相位相同，合成电场强度为各辐射体所辐射电场强度的算术和，即在该方向获得最大辐射能量，或称该方向为主峰方向。在φ0不等于90°的方向上，如M′点的方向，虽然各辐射体是同相辐射，但由于电磁波传到M′点的行程不一样，即≠≠，行程差产生相位差，因此，各辐射体在M′点所产生的电场（或磁场）的相位不同，合成场强不等于各辐射体在该点产生场强的算术和，不能得到最大辐射能量。由上所述，当d＝λ/2时，在φ0＝90°的方向才是主峰方向。但该引信要求单根发射天线与天线轴之间的夹角φ0＝82°～87.5°；单根接收天线的主峰方向与天线轴之间的夹角φ0＝70°～75.5°。为了满足上述指标，分别选择收、发天线的各辐射体之间的距离d。从图2-54可见，如果电磁能在同轴线内是由下向上传输，那么，从槽缝口到M′点的行程、、之间有如下关系

图2-53　扇形连接环图示

图2-54　讨论天线辐射方向用图

也就是说，相邻两槽缝口到M′点的行程从后到前均差一个dcosφ0。即每后一个槽口的电磁波在空间走到M′点的行程比它前面一个槽口的电磁波在空间走到M′点的行程都少走一个dcosφ0的距离。为了消除这段距离产生的相位差，选择d＝λ/2＋dcosφ0，如图2-55所示，使两相邻槽缝的距离都增大dcosφ0，让每后面一个槽缝口的电磁波在同轴线内就多走一个dcosφ0的距离，这样就使每个槽缝口在M′点产生场强的相位相同，即可在φ0方向造成主峰方向。由于发射天线与接收天线所要求的φ0不同，因而在结构上收、发天线相邻两槽缝中心距离d不同。

为了在垂直于导弹轴的平面内获得近于圆形方向图，采用两对发射天线和两对接收天线。这两对天线互成90°配置，并工作在不同波长上。这样可以消除天线方向图由于电磁波的互相干涉形成的“瓣状区”，从而就能在垂直于弹轴的平面上较均匀地接收或辐射电磁波。同时，工作于两个波道的两对天线如果有一个损坏时，另一个波道仍能工作，只是工作质量有所下降。

为了使天线系统能有效地发射和接收电磁波，希望天线系统工作在行波状态，效率较高。此时，要求同轴线与天线匹配。但在实际工作中，往往天线系统处于不匹配状态。因此，在天线末端与同轴线相连处采用了双套筒阻抗匹配器。

图2-55　为消除距离引起误差的天线布置

以上分别介绍了微波敏感装置各部分的工作原理，下面给予简要归纳：

该装置具有两个波道，每个波道的工作都是相同的。磁控管振荡器产生的高频振荡功率通过功率分配器分配给两个发射天线，发射天线向空间定向地辐射电磁波；同时还通过功率分配器将一小部分功率送至平衡混频器，作为混频器本振信号。当电波发射区域内出现目标时，接收天线收到目标反射信号，经过高频滤波器，在平衡混频器内与本振信号混频，并选出差频信号来，该信号就是多普勒信号。