榴弹无线电引信的作用及应用探析

该引信在1975年左右定型，是20世纪70年代比较先进的无线电引信。该引信采用连续波多普勒体制，全保险型，短引信室，带有可调的远距离接电定时器，可通用于105mm、155mm、175mm和8in^[1]榴弹以及4.2in迫弹。其结构如图2-17所示。

该引信主要性能参数见表2-1。

表2-1　图2-17所示榴弹性能参数

续表

图2-17　某榴弹引信结构图

1—风帽；2—振荡器部件；3—帽箍；4—放大器部件；5—电源；6—延伸体；7—套筒；8—定时器部件；9—薄膜比率计；10—电雷管；11—保险机构；12—传爆管

该引信由七个部分组成：目标探测器，信号处理器，电源，定时接电器，传爆部件（含薄膜比例计），惯性着发机构和保险/解除保险机构，其原理方框图如图2-18所示。其中目标探测器、信号处理器、电源、定时接电器构成一个电子组件。

图2-18　引信原理方框图

引信采用两套着发机构来消除由于电子组件失效导致的瞎火。一套是电碰炸开关，装于信号处理器部件内；另一套是惯性着发机构，装于保险机构内。

引信工作程序是：

发射前，炮手根据射程和气象条件查射表得出弹的飞行时间，用此时间减去5s即为引信的装定时间。装定好时间（装定方法与钟表时间引信一样）后即可发射。

发射后，电源激活，定时器便按装定的时间将电源延迟加到引信的电子组件中。因此，引信的近感和电碰炸部分在整个弹道上绝大部分时间里是不工作的，仅在距目标5s左右时才开始工作。引信的惯性着发机构在弹丸飞离炮口400倍口径的地方才解除保险。

当弹丸到达目标附近时，由于无线电引信的作用，在距目标2～16m范围内引爆弹丸。如果无线电近感部分失效，电碰炸开关或惯性着发机构便起作用，在弹丸触及目标时引爆弹丸。

下面分别介绍引信各部分工作原理。

一、目标探测器

该引信的目标探测器实质上是一个连续波多普勒体制的自差收发机。多普勒频率范围是120～2 100Hz。自差收发机采用环状缝隙加载天线作收发共用天线，利用二极管检波，当弹丸接近目标时输出多普勒信号。自差收发机原理电路图如图2-19所示。

图中C4～C10和L5～L11是天线等效参数。从电路图可分析得到，振荡器是电容三点式振荡器，振荡电感为天线等效电感，振荡电容为晶体管极间电容Cbe和Cce。振荡器产生高频正弦振荡。L1～L4是高频扼流圈，C1～C3是穿心电容，它们构成滤波器，避免高低频电路互相影响。

该引信采用环状缝隙加载天线，子午面方向图近似圆形，赤道面方向图为8字形，即该引信天线空间方向图为苹果状。该天线具有环天线的方向图，又具有弹体天线的辐射效率。天线既是发射和接收无线电信号的元件，又是振荡回路的感性元件。该引信天线具有下述特点。

图2-19　目标探测器原理电路图

（1）这种天线保持了磁偶极子型环天线的主要优点，轮廓尺寸小，便于与弹体共形；它的方向图与环天线类似，其辐射特性基本不受弹体口径和尺寸的影响，满足了引信配用在不同弹丸上的通用性要求。

（2）这种天线克服了小尺寸环天线在使用中的辐射和接收效率低的缺点，由于开缝加载的结果，使天线的收发效率大为提高。从测试结果看，天线的输入阻抗高达几十欧姆到一百多欧姆，而与其尺寸相当的环天线输入阻抗则只有几欧姆。从而使自差收发机的灵敏度达到了使用弹体天线的水平（SA＝12V）。

（3）这种天线由于利用开缝加载，形成了尖锐的窄带谐振特性，对振荡器的振荡频率一致起到了重要作用，保证了产品生产时频率的一致性，同时也可以通过对天线的微小改变以调整引信的工作频率。

二、信号处理器

该引信信号处理器的电路原理方框图如图2-20所示。

图2-20　信号处理电路原理方框图

从图2-20可见，信号处理电路可分为七个功能电路。全电路除外接15个电容、5个电阻、1只三端稳压器、1只可控硅、1只单结管、24只稳压式二极管外，其余电路集成为三片专用集成片。

1.带通放大器

带通放大器电路如图2-21所示。其功能是对目标探测器输出的多普勒信号进行选频放大。由电路图可知，它是偏置为6V的同相放大器，1R5、C2和1R3、C3组成放大器的选频网络，R4为放大器的输入电阻，C1是耦合电容。如果忽略C1对信号的衰减作用，电压增益可用式（2-63）表示。

图2-21　带通放大器

显然它是频率的函数。根据实测和计算机模拟得到放大器的中心频率为450Hz，电压增益31dB，通带为126～1 680Hz。

2.整流滤波器

整流滤波器电路如图2-22所示。由图可知，整流滤波器电路由比较器COM4、反相器、CMOS开关（S1、S2、S3）、比例电阻（r1、2r1、6r1）及运算放大器组成。它利用模拟开关的导通与关断实现该信号的全波整流。

图2-22　整流滤波器电路图

来自带通放大器的多普勒信号一路加在比较器的同相端变成与多普勒信号周期相同的方波；经反相器分别接在CMOS开关的两端，控制S1、S2、S3的通断；另一路则在S1、S2、S3序列导通时分别接到运算放大器的同相端和反相端。当信号为正半周时，比较器输出高电平，S1和S3导通，S2关断，信号被比例电阻衰减了50%后加在运算放大器的同相端，再被放大2倍（1＋2r1/2r1），总放大倍数为1。当信号为负半周时，比较器输出低电平，开关S2导通，S1和S3关断，信号加在运算放大器的反相端，放大器变成反向放大器，放大倍数也是1，从而实现对信号不失真的整流，然后经1R2和C7组成的滤波器滤波。

由于集成电路本身的频率特性的影响，整流使通带稍稍变窄，但中心频率和幅频特性的基本形状仍不变。图2-23给出了放大后的多普勒信号及整流滤波后的波形。从图2-23可见，多普勒频率越低，滤波器的输出幅度越高，同时纹波系数也越大；反之，频率越高，输出幅度越低，同时纹波系数也越小。

图2-23　多普勒信号及整流滤波后的波形

3.采样脉冲产生器

采样脉冲产生器电路如图2-24所示。它由两个比较器COM6和COM5、两个反相器、一个或非门、三个CMOS开关K1和K2、外接电阻R2和电容C6组成。其功能是为增幅速率检测电路提供一个采样的开关时钟。

采样脉冲产生器的输出脉冲周期等于多普勒信号的周期，脉冲宽度由外接RC决定，其占空比随输入信号频率而变化。当输入信号频率高于2.1kHz时，其占空比恒等于50%。因而，它是一个频率-占空比转换电路，用以控制CMOS开关的接通和关断时间。开关的接通时间决定了增幅速率选择电路中的积分器（低通滤波）和微分器（高通滤波）的作用时间，形成一个可移动的“窗口”，进而控制增幅速率选择电路上、下限速率，使增幅速率选择电路受多普勒频率的控制，具有一定的自适应功能。

其工作过程是：反相比较器COM6将来自放大器的多普勒信号变成矩形脉冲，再经反相器变换极性。这极性相反的两列矩形脉冲分别加在CMOS开关K1的两端，控制K1的导通和关断。比较器COM5与R2和C6构成单稳态触发器。6.3V和8.9V电压由偏置电路供给。当K1导通时，8.9V电压源对C6充电，当C6上的电压高于6.3V时，COM5翻转，输出由高电平变成低电平。在K1关断期间，C6通过R2放电，当其上电压低于6.3V时，COM5又由低电平翻转为高电平。COM6和COM5的输出通过或非门和反相器控制两个并联的CMOS开关K2的导通与关断。K2的导通与关断为增幅速率检测电路提供采样脉冲。各点波形如图2-25所示。

图2-24　采样脉冲产生器电路图

图2-25　采样脉冲产生器各点时序波形

由图2-25可见，采样脉冲序列的周期与多普勒信号的周期相同，脉宽τ就是增幅速率检测电路的采样时间。在偏压（6.3V和8.9V）确定的情况下，τ仅由R2、C6决定。而且

T0＝Td/2＋τ

T1＝Td/2-τ

单稳态触发器的占空比K0为

从式（2-64）可见，当Td＝2τ时，K0＝0，这说明单稳态触发器不再有高电平输出。此时多普勒频率fd为

fd＝1/Td＝1/2τ＝2.04kHz

上面结果说明，当fd≥2.04kHz以后，因单稳态电路只处于低电平状态，因此，或非门的输出即采样脉冲只与比较器COM6的输出状态有关，也就是采样脉冲是一个占空比为0.5、宽度为Td/2的方波。在多普勒频率低于2.04kHz时，只是占空比变化，而宽度τ始终不变。

图2-26　信号幅度检测电路

4.信号幅度检测电路

信号幅度检测电路如图2-26所示，它由固定偏置的电压比较器COM3构成。

电路静态时同相输入端电平低于反相输入端，比较器输出低电平。仅当同相端信号电压高于反相端电压（6V）时，比较器才输出高电平。

5.增幅速率选择电路

引信的目标信号与交会条件、目标特性、辐射功率及天线特性等因素有关。但无论这些条件怎样不同，多普勒信号的幅值随弹丸离地面距离的减小而逐渐增大这一趋势是不变的，即多普勒信号的幅度以一定速率增加是具有普遍性的，只是条件不同增幅速率不同而已。因此，可以利用目标的这一特征识别目标。该引信在信号处理电路中设置了增幅速率上限检测电路和增幅速率下限检测电路，以提高对目标的识别能力。

由自差收发机理论知自差机输出的目标信号幅度表达式为

对配用在特定弹丸上的某一发引信，对特定地面的某一次射击而言，SA、λ、N、D、F（φ）都是常数，那么有

ud＝KgF2(φ)/H

式中，Kg＝SAλDN/（4π）。

而

式中，t0为弹丸落地时刻（t0＞t）。那么有

将ud对时间求导可得增幅速率的表达式

从式（2-65）可见，弹丸离地面愈近，弹丸落速愈大，Vz就愈大。

测试表明，该引信增幅速率上限为0.5V/s，下限为0.1V/s。即增幅速率Vz必须满足

0.1V/s≤Vz≤0.5V/s

并同时满足幅度检测条件时引信才可能启动。

该引信增幅速率选择电路如图2-27所示。

图2-27　增幅速率选择电路

在图2-27中，COM1为增幅幅速率上限检测比较器；COM2为增幅速率下限检测比较器；COM3是幅度检测比较器。(www.xing528.com)

可以计算出静态时

因此，当无信号输入时，COM1输出高电平，COM2和COM3均输出低电平。故三输入端与非门输出高电平，没有触发脉冲输出，引信不动作。

当有目标信号输入并达到一定幅度且满足增幅速率要求时，三输入端与非门输出低电平，引信启动。

下面分析对信号增幅速率选择的工作过程。

该引信的信号处理电路对信号增幅速率的检测是先对信号采样，然后再经过低通滤波器（积分）和高通滤波器（微分）的频率特性的不同检测其斜率（增幅速率）。

根据信号与系统理论，经过整流滤波的目标信号是呈正指数增长的信号。可以用X（t）表示，即

X(t)＝Ceat

而采样信号就是前面讲过的采样脉冲串，这里用P（t）表示。采样后的信号用Xp（t）表示，则有

其中

则

经变换后表示为

X（t）是缓慢增长的带限信号，其频率ωm＝2π/tr。P（t）的周期就是多普勒信号的周期，显然满足ωd≥2ωm的采样条件。因此，可以通过一个理想的低通滤波器将X（t）恢复出来。但此处的滤波器不是恢复X（t），而是检测其斜率变化。X（t）、P（t）、Xp（t）的波形如图2-28所示。

为分析COM1的输出状态，先看一下在离散信号Xp（t）的作用下，V4（t）的变化情况。

在Xp（t）的T1时间内，Xp（t）通过电阻1R1给C8充电。其充电时间常数

τ1＝1R1C8＝14.7ms

此时电容C8上的电压变化为

当t＝T1时

ΔU4(t)＝Xp(T1)[1-e-T1/τ1]

在Xp（t）的T-T1时间内，电容C8开始放电，放电时间常数

τ2＝(R1＋1R7)C8＝228ms

ΔU4(t)＝Xp(T1)[1-e-T1/τ1]e-(t-T1)/τ2

当t＝T时

图2-28　采样时序波形

由于τ1≤τ2，电容C8上的电压在原6V的基础上缓慢增加。又由于τ1≥T1，所以增加得很缓慢。即U4（t）不能随Xp（t）的升高而跟随升高，而是很缓慢地升高，这正是该引信所利用的斜率检测方法。

为确切描述U4（t）的变化，还应该研究1R1和C8构成的阻容网络的传输特性。其传输函数为

其中τ＝τ1。从频率特性知该低通滤波器的截止频率

当f＞fH时，增益以-20dB/dec的速率衰减。从时域特性看，该网络是一个延时网络，它利用电容器充放电延时。

比较器的反相端经电阻分压器接于输入信号源上，因此，U11（t）按分压比随输入信号U09（t）而变化。

当无目标信号输入时，因为U4＞U11，COM1仍输出高电平（12V）。

当输入信号为等幅信号时，U11（t）保持不变，U4也不变，COM1仍输出高电平。

在有信号输入时，即U09（t）是个增幅信号。在信号增幅速率较小时，所含最高频率分量也较低，此时1R1C8网络对U09（t）衰减很少。因此，在一定范围内仍满足U4（t）＞U11（t），COM1仍输出高电平。当输入信号增幅速率逐渐加大时，其相应的最高频率分量也增大。根据1R1C8网络的频率特性，此时U4（t）的电压以-20dB/dec的速率衰减。而U11（t）则按分压系数随U09（t）而增大，在某一时刻t1，U4（t）与U11（t）相等，之后U11（t）＞U4（t）。在t1时刻COM1的输出由高电平转为低电平。在t1时刻对应的输入信号的斜率即为增幅速率的上限速度，并且当COM1转为低电平后，通过一个模拟开关把比较器COM2的同相端钳位在模拟地上，使其不能翻转为高电平，使引信闭锁。

增幅速率下限检测是由COM2完成的。COM2的反相端电位是随U4（t）按一定分压比而变化的。因此，改变电阻R1就改变了分压比，U12（t）将随之改变。故调整R1实际等于调整炸高。COM2的同相端接于1R9与开关电容C9中间，在K2闭合期间，可以把1R9C9看成是一个高通网络，它的时间常数τ3＝1R9C9＝32ms。在采样脉冲的休止期内，C9并不通过1R9放电，因此，1R9上的电压是与采样脉冲类似的脉冲串（在分析增幅速率上限检测时忽略了1R9C9支路的作用，原因是既为了突出主要矛盾，也因为C9放电时间常数很大，可以认为对U4（t）影响很小）。

用分析1R1C8时同样的方法可以得到1R9C9构成的高通网络之下限截止频率fL＝5Hz。对于低于fL的频率以-10dB/（4oct）衰减。引信以此特性检测输入信号的下限斜率。

由偏置电路计算可知，在静态时U1＝6V，U12＝6V，故COM2输出低电平。

当有信号输入时，K2按多普勒信号的周期重复导通和截止。在信号幅度比较小、信号的频率分量比较低时，C9和1R9并不起微分作用。然而此时，由于U1（6V）＞U2（5.9V），所以在K2合上时，模拟地的6V直流电压通过C9反向充电；在K2断开时，C9的放电电阻R3（8.2MΩ）很大，所以它的电位基本保持不变。当K2再合上时，再给C9充电。如此反复，直至U2（t）达到6V。在这段时间，U1（t）是相对于模拟地电位的负脉冲，而U12（t）则随U4（t）的增长而增长，故仍满足U12（t）＞U1（t）的条件，COM2的输出仍为低电平，引信不动作。在输入信号的增幅速率逐渐变大，它的频率分量也逐渐增大时，1R9C9的微分作用也就逐渐明显。在U2（t）达到6V后，K2合上时，U1（t）由负向脉冲变为正向脉冲，并且幅度也逐渐增大，而此时低通网络的旁路作用愈来愈明显，U12（t）的上升变得越来越缓慢。当U1（t）的脉冲幅度大于U12（t）的电压值时，COM2的输出即为高电平。

综合以上分析，对该引信信号处理电路可得到如下几点结论。

（1）在电路形式上采用模拟和数字电路混合使用的方式。电路中的4个运算放大器、6个比较器、8个模拟开关、8个门电路、10个模拟电阻均采用一次集成技术，将这些单片电路集成在一块CMOS基片上，其密集度高，使用电压范围宽，功耗低。

（2）在目标信息的提取方面，不仅利用了目标信号的幅度信息，同时还利用了目标信号的频率信息，这就提高了对目标信息的利用率，有助于目标识别水平的提高。

（3）该电路除具有信号幅度检测外，还具有增幅速率上、下限检测功能。因此，它可以抑制缓慢增幅信号和极快增幅信号的干扰。

（4）采用全波整流，目标信息利用率高。

（5）具有信号频率自适应跟踪能力。当输入信号频率变化时，其增幅速率也相应改变。在增幅速率选择电路中，开关网络的时钟周期可随信号频率而变化，从而调整开关网络的频率响应特性，自动跟踪输入信号频率的变化。

（6）增幅速率选择电路采用动态基准，即比较器的基准电平随输入信号而变化，真正实现了信号幅度变化率的比较鉴别，消除了固定基准在增幅速率检测中带来的误差。

三、定时接电器

定时接电器是在该引信中远距离接电的可调式电子定时开关，实为一种定时器。定时器是一种控制输入信号和一个或多个输出信号之间时间间隔的程序装置。定时器通常由四部分组成，即计时启动组件、能源、计时时间基准和输出组件。按照产生时间基准的不同原理，定时器可分为机械定时器、电子定时器、火药定时器、射流定时器、化学定时器、原子核精密定时器等。

定时器的设计通常考虑如下问题：定时的时间范围；要求的时间精度；如何实现时间的调节，是手工调节还是自动调节；采用何种能源，是电源、机械能还是火药能源或射流能源等；输入信号与输出信号的形式；工作的环境要求；可靠性要求及价格等。

定时接电器是该引信的主要电子部件之一，它由顶板部件、壳体部件及带有分立元件和集成电路块的印刷电路板部件组成。总装后，用聚氨酯泡沫塑料进行发泡灌封便构成了定时器部件。

该定时器可调时间范围为2～144s，时间精度为±2%，装定时间分划2s/格。

该定时器由四部分构成：定时集成电路，为14引脚双列直插塑料封装的集成芯片，包括了定时器的主要电路；厚膜比率计，用来装定定时时间；电源部分，为定时器提供12V直流稳压电源；输出开关电路，用来在预定时间接通引信目标探测器和信号处理器的电源。

下面主要介绍其中的两个部分的工作原理。

1.定时集成电路

定时集成电路按功能可分为振荡器、计数器、复位启动电路及中间电位电路四个部分。

（1）振荡器。在电源供电开始时，定时器集成电路引脚P4为零电位，外接电容C2上压降为零，VDA为12V，VDEF为中间电位电路输出的6V参考电位。比较器COM1的输出信号UOR为高电平。UOR加于计数器CNTR复位端，使计数器的各级D触发器清零，18级分频器输出低电平，使振荡器的各级禁止端打开，允许振荡器工作，同时计数器输出端P7为高电平，闭锁输出开关电路。

由图2-29可知，振荡器由放大器、施密特触发器和积分器构成。

图2-29　振荡器电路图

放大器由运算放大器AMP1接同相负反馈放大器构成。控制端DIS低电平时允许工作。反相输入端通过R1接中间参考电位VREF（6V）作为AMP1的模拟地电位。其输入信号uIN1是uo2经串联电阻RW2、RA、RB分压而取得。经放大AV倍后作为施密特触发器的输入信号uIN2。

施密特触发器由电压比较器COM2和电阻R3、R4构成。COM2具有两个电平极性相反的输出端01与OUT2，两输出端分别通过反馈电阻R3、R4与反相输入端相连，为比较器加上少量正反馈，构成滞后阈值VT，这样可以克服一般电压比较器可能出现的振铃振荡现象。在输入信号uIN2的作用下，其输出信号UCP是高低电平，分别为12V和0V的矩形波，且是正负半波宽度相等的方波。

积分器由运算放大器AMP2与电容C1、电阻RW1构成。AMP2的反相输入端接施密特触发器的输出信号UCP（即UCP＝uIN3），其输出信号uo3为

显然，uo3与uIN3成积分关系，两者极性相反。

振荡器系统工作波形如图2-30所示。

根据振荡器电路和各级波形，可以得到振荡周期T的计算公式

从公式可见，T只与振荡器各级的电阻、电容参数有关，而与电源电压无关。因此，只要控制阻容参数，就可以得到预期精度的时间基准。

（2）计数器。计数器电路如图2-31所示。它由19个D触发器构成的18级分频器、4个CMOS传输门、4个反相器和1个电阻构成。其作用是对振荡器产生的时钟信号进行二进制的18级分频，当时钟脉冲数记满后输出定时控制信号。

计数器输入端CLK接振荡器输出的时钟信号UCP，复位端接复位启动电路的输出UOR，UOR高电平使各级D触发器清零。为便于测试整个集成电路的性能，以芯片引脚P10、P11为控制端可构成0级、8级、10级与18级分频器。

当P10、P11均为低电平时，时钟信号经10级分频后输出控制信号；当P10、P11均为高电平时，时钟信号不经过分频（0级分频）直接输出；当P10为高电平、P11为低电平时，时钟信号经过后8级分频器输出；当P10为低电平、P11为高电平时，时钟信号经过前10级分频器输出。

图2-30　振荡器系统工作波形

图2-31　计数器电路

在正常工作情况下，P10、P11均为高电平，当复位信号结束启动计时后，P10、P11均变为低电平，振荡器输出的时钟信号UCP经过18级分频器才能输出控制信号。振荡器在输出218个周期的UCP后，第18级分频器计满，从第19个D触发器输出高电平，经M2管反相，在计数器的输出端P7输出低电平，使复合开关管G2导通，将引信电源与引信高低频部件接通，目标探测器和信号处理器开始工作。同时，18级分频器输出的高电平通过DIS端使振荡器各级电路闭锁，振荡器停止工作。

（3）复位启动电路。复位启动电路的作用是在引信电源供电后为计数器各级分频器提供复位清零信号，为振荡器各级电路提供允许工作信号，使振荡器工作，当复位脉冲结束时，启动计数器开始计时。

2.厚膜比率计

厚膜比率计是定时器的一个外配部件，实际是一个可变电位器的电阻膜，该膜粘在引信的传爆块上，与定时器的三个弹簧触片相接触，从而构成了定时器中用来调整振荡周期的可变电位器。RB为固定电阻，RA为外圆环形可变电阻，RA与RB之比随装定角度成线性变化，该比率计。

定时器的作用时间范围主要由厚膜比率计的RA/RB的比值决定。

定时器的时间精度由振荡器产生的定时脉冲周期T的精度、计数器的计数精度及由复位启动电路提供的计时起点的精度决定。