直接变频器的全控型器件组成

由半控型器件构成的直接变频电路容量大，可用于同步电动机和异步电动机的电力传动系统（作为VVVF电源）；对于容量较小的恒压恒频电源（CVCF电源），由于诸如计算机之类负载的功率密度已显著提高，对供电电源的功率密度要求也相应提高，因此一般的PWM逆变电路已难以满足要求，为此发展了无工频输出变压器的高频链电源结构。本节将讨论由IGBT等全控型器件组成的具有双向功率传递能力的直接变频电路，它们也分为电压源和电流源两大类。

1.电压源双向型直接降频电路

具有功率双向传递功能的IGBT电压源直接降频电路如图5-26所示，所谓降频是指输出频率f远低于高频变压器的重复频率f_c，频率比K=f_c/f＞＞1。下面分析各个环节的工作原理。

图5-26 具有功率双向传递功能的IGBT电压源直接降频电路

（1）高频逆变电路

由图5-26可见，高频逆变电路采用电压源单相全桥结构，变压器输出电容C₀值、输入滤波电容C_d值足够大，直流电压u_d0≡U_d。阻性负载下各可控器件的栅压时序如图5-27所示，其中u_g5～u_g8是高频逆变桥的控制信号，u₁是输出电压u_o的极性信号（图中仅画出u_o为正半波的部分），u₂是SPWM控制信号，该信号由载波信号u_c和正弦调制信号u_g的交点得到，u_c的重复频率为f_c，u_g的频率为f，频率比K=f_c/f。

由图可见u_g5与u_g8在相位上互补；u_g6与u_g7相位互补，但u_g5与u_g7、u_g6与u_g8并不同相，因此逆变桥输出电压u_N是脉宽为β的交变方波，可表示为

式中 U_d=n₁₂U_d0；n₁₂=N₁/N₂。

N₁和N₂是高频输出变压器（HFB）一次和二次绕组匝数，U_d0是输入直流电压，由图5-27可见

β+α=π=ω_c（t_β+t_α）

ω_c=2πf_c，f_c=1/T_c （5-51）

式中，β是输出电压u_N的脉宽，由图可见，u_N的重复周期为2T_c。

改变正弦调制信号u_g的幅值U_gm即可改变零压角α，从而改变输出电压的脉宽β。

（2）直接降频电路

直接降频电路实质上是一只相敏整流电路，也即是对输出电压u_o的极性有辨识能力的整流电路，有的文献称为周波变换电路（Cyclo-converter）。由图5-26可见，它由双向开关S₁和S₂按单相全波零式整流电路结构组成。如果说高频逆变电路是利用正弦调制信号u_g将直流电压U_d0调制成高频电压u_N的调制电路，降频电路则是将高频电能解调成低频电能的解调电路。解调电路又称检波电路，即从被调制的载波信号中检出调制信号来，这与相敏整流的功能是一致的。因此图5-26中电路输出电压u_S（滤波前）实际上是在更大功率的电路中再现控制信号u₂，而u₂可视为正弦调制信号u_g的脉冲形式。

1）理想条件下电路工作原理分析：设HFB的漏电感可忽略不计，功率器件无内阻也无惯性，因降频电路出端串联滤波电感L₀值较大，负载可视为感性，其基波阻抗角为ϕ，降频电路的电量波形如图5-28所示。由图可见，一个工作循环包含A～D四个时区，下面依次进行讨论。

图5-27 控制信号时序

图5-28 直接降频电路的电量波形

①时区C：由图可见，在本时区中出端电压u_S的基波分量u_S1与电感电流基波分量i_L1同极性，且有u_S1＞0，i_L1＞0，由图5-27可见，在输入电压u_N的正半波有

而各VG的栅压有u_g1＞0，u_g1=u_g2=u_g3=0，于是，当u_N=U_d时，VG₁和VD₁导通，其他器件关断，等效电路如图5-29a所示（图中电量按实际方向标出，与图5-26相同为正，相反为负，下同），由图有

图5-29 图5-28中时区C的等效电路

在此期间，电源经VG₁和VD₁向负载和L₀供电，电感电流上升，若L₀和C₀值足够大，在一个输出周期T中，u_o可视为正弦波，即di_L/dt为时变值。当u_N降为零时，电源中断对电路能量供给，为维持i_L连续，u_L反向，由于u_g1＞0，促使VG₁和VD₁仍然正偏导通，L₀中的磁能沿图5-29b所示的等效电路释放，按图5-26所标正方向有

由此表明，在续流期间，i_L一直处于下降状态。

在输入电压的负半波有

在图5-27中有u_g1=u_g3=u_g4=0，u_g2＞0，于是，当u_N=-U_d时，VG₂和VD₂导通，其他器件关断，等效电路如图5-29c所示，此时

u_S=-u_N=U_d

可见由于双向开关由S₁导通改为S₂导通，尽管输入电压极性改变，但电路输出电压极性不变，能量的流动方向与u_N=U_d时相同，即电源经VG₂、VD₂向负载供电，i_L上升。

当u_N=0时，电源又重新中止供电，电路情况与u_N正半波的零压期相同，VG₂和VD₂继续导通，等效电路改为图5-29d，L₀释放储能以维持负载电流，i_L转为下降。

随着输入电压u_N的极性不断变化，双向开关S₁、S₂中的VG₁、VD₁和VG₂、VD₂轮番导通，输出电压u_S为正脉冲列，如图5-28b所示。其幅值U_d=n₁₂U_d0，其中n₁₂是HFB的电压比，u_S的占空比α（t）为时变值（参见图5-27）且可表示为

②时区A：如图5-28所示，在本时区中u_S1和i_L1极性也相同，但与时区C不同的是u_S1和i_L1均为负半波，而在输入电压u_N的正半波，依然有

栅压分布为u_g1=u_g2=u_g3=0，u_g4＞0，于是当u_N=U_d时，VG₄和VD₄导通，等效电路如图5-30a所示，输出电压u_S=u_N=-U_d。由于i_L＜0，负载经VG₄、VD₄向电源吸收能量；当u_N=0时，u_S=0，为维持i_L连续，u_L反向，VG₄和VD₄继续导通，L₀释放储能以维持负载需要。

图5-30 图5-28中其他时区的等效电路

在u_N的负半波其表达式仍同式（5-54）。当u_N=-U_d时，栅压时序变为u_g1=u_g2=u_g4=0，u_g3＞0，由于u_g4=0，VG₄相应关断，VG₃相应导通，等效电路如图5-30b所示，u_S=-U_d。由于i_L＜0，电路中能量的流动情况与u_N正半波相仿；当u_N=0时，电路依然经VG₄和VD₄续流，L₀和C₀释放储能。

随着u_N极性不断变化，双向开关S₁、S₂中的VG₃、VD₃和VG₄、VD₃轮番导通，输出电压u_S为负脉冲列，如图5-28b所示。

③时区D：由图5-28可见，在本时区中有u_S1＜0，i_L1＞0，u_S1i_L1＜0，在输入电压u_N的正半波，S₁、S₂的栅压电压分布为u_g1=u_g3=u_g4=0，u_g2＞0。当输入电压u_N=U_d时，S₂中VG₂和VD₂导通，等效电路如图5-30c所示，此时u_S=-U_d，负载和L₀中储能沿VG₂和VD₂反馈回电源；当u_N=0时，u_S=0，为维持i_L连续，u_L反向，VG₂和VD₂依然正偏导通，L₀转为储能，负载中能量转移到L₀中。

在输入电压u_N的负半波，栅压分布为u_g2=u_g3=u_g4=0，u_g1＞0，当u_N=-U_d时，S₁中VG₁和VD₁导通而VG₂和VD₂关断，等效电路如图5-30d所示，负载和L₀中储能沿VG₁和VD₁反馈回电源；当u_N=u_S=0时，电源不再接受能量反馈，为维持i_L连续，L₀端电压反向，VG₁和VD₁依然正偏导通，负载储能改向L₀转移，L₀处于充磁状态。

④时区B：由图5-28可见，与时区D相同，本时区中u_S1和i_L1的极性也相反，输出功率瞬时值u_S1i_L1＜0；不同的是本时区中有u_S1＞0，而i_L1＜0，在u_N的正半波，栅压中只有u_g3＞0，于是当u_N=U_d时，L₀和负载储能沿VG₃和VD₃反馈回电源，等效电路如图5-30e所示，u_L＞0，而i_L＜0，L₀释放储能；当u_N=u_S=0时，负载中储能转移到L₀中，u_L再次反向，L₀改为受能状态；u_N为负半波的等效电路如图5-30f所示，栅压中只有u_g4＞0，电路情况读者可仿上自行分析。

综上所述，在一个输出周期T中，电压u_S的波形如图5-28b所示，这是一个单极性SP-WM电压，其载波频率为f_c，调制频率f=1/T，频率比K=f_c/f，只要K值足够大，u_S的谐波将分布在远离基波分量的载波频率周围，适当选择L₀和C₀便可滤除谐波，保证负载电压u_o的失真度THD。

2）带有源缓冲电路的直接降频电路：由于实际HFB总有漏电感存在，故功率器件关断时必须妥善处理其中储能以防止关断过电压。

对于诸如UPS一类设备，图5-26中的降频电路还被用来作为快速断路器，在负载短路等故障产生时迅速切断UPS与负载的联系，抑制故障电流，确保UPS的安全。

上述这两种要求是有区别的：在正常工况下，S₁和S₂总是交替导通，于是S₁和S₂中任一器件退出导通必然使另一器件进入导通，因此只要适当安排栅压时序，便可保持电感电流连续，不至于出现关断过电压。但是S₁和S₂中器件均以硬开关方式工作，由于变压器漏感的影响，必然会出现较高的电压过冲和较大的关断损耗。

至于故障状态下的快速保护则是同时关断S₁和S₂，L₀中储能由于无法释放，势必引起高电压并危及器件安全。

为保证上述两种状态下功率器件的安全，防止关断过电压，常采用一种带有源缓冲电路的直接降频电路，如图5-31所示，它与图5-26的区别仅在于点画线中的缓冲电路。实质上它是一个有源钳位电路，由钳位电容C_K和VG₉～VG₁₂、VD₉～VD₁₄组成。下面分别讨论在正常工况和故障状态下有源钳位电路的工作原理。假定输出电流i_L＞0，输出电压（滤波前）u_S＞0，负载从电源吸取能量。

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图5-31 带有源缓冲电路的直接降频电路

①正常状态：当u_N=U_d时，按前面分析若在时区C（见图5-28）应有VG₁和VD₁导通，其他器件关断，而钳位电路中VD₉和VD₁₁导通，电容C_K沿电源充电，其等效电路如图5-32a所示，图中电感L₁和L₂是HFB二次绕组的漏电感，当C_K端压u_CK=2U_d时，C_K充电结束，L₁中只流过电感电流i_L，其储能为W_L1=i²_LL₁/2；当u_N=0时，L₀释放储能以维持负载电流，L₁中储能则沿C_K释放，使u_CK超过2U_d，由于C_K值较大，过冲量ΔU较小，至u_g1=0，而u_g2＞0时，电路产生切换，VG₂导通而VG₁关断。VG₁的阻断电压被钳位在。

当u_N=-U_d时，电路中有u_g1=0，u_g9＞0，u_g11＞0，C_K被反向充电，等效电路如图5-32c所示。直至u_CK=-2U_d，充电完毕。为下次换相做好准备。

②故障状态：设i_L＞0时负载短路，电路有u_g1=u_g2=u_g3=u_g4=0，VG₁～VG₄均转为阻断，L₀中的储能沿钳位电路中的VD₉、VD₁₀和VD₁₄向C_K转移，电压过冲量因受到C_K的约束，从而避免因VG₁～VG₄快速关断所引发的过电压，使过电流保护得以顺利进行。等效电路如图5-32d所示。

③电路特点：实现频率变换和功率双向传送，负载适应性好；由于带有源缓冲电路，不仅抑制器件关断时的电压过冲，还可以防止过电流保护过程的过电压，提高电路保护的可靠性，但也因为带缓冲电路使电路复杂。

2.电压源双向型直接变频电路

电压源双向型IGBT直接变频电路如图5-33a所示，与图5-26电压源双向型高频链逆变电路相比存在以下异同之处：

图5-33 电压源双向型IGBT直接变频电路

a）主电路 b）～e）电量波形

1）两种电路均包含高频变压器HFB及其后续级——直接降频电路，该电路均采用单相零式全波电路结构，双向功率可控开关均用IGBT和快速二极管组成。

2）HFB前置级虽然都采用单相全桥结构，但功能却完全不同：在图5-26中这一级是逆变电路，将直流电能转换成高频电能；而图5-33a中这一级是直接升频电路，将电网的交流电能直接转换成高频电能。

3）由于电路功能不同，图5-26中构成逆变桥臂的是IGBT与反并联二极管组成的不对称双向功率开关（正向可控，反向不控）；而图5-33中构成变频桥臂的是两个IGBT反并联（分别串联二极管）构成的对称双向功率开关（正反向均可控）。

4）造成上述区别的原因，归根结底是输入电源不同，在逆变电路中，输入端是直流电源；而在变频电路中，输入端是交流电网。

从以上比较可见，由全控型器件组成的直接变频电路包含以下三个部分：

1）直接升频电路：实现网频f₁到高频f₂的变换。

2）直接降频电路：实现f₂到f₁的反变换。

3）高频变压器：实现升降频电路之间的电气隔离。

这种输入和输出电压同一频率又相互隔离的电路的典型用途是小功率高功率密度的UPS。

由于电路结构、变换功能和控制方式完全相同，两种变换电路中的直接降频电路，其工作原理相同，此处不再重复。

至于高频逆变和直接升频电路，虽然功能和电源不同，但电路结构和控制方式相同，因此后者工作原理的分析可借助于前者，因为在高频逆变电路中的直流电源可视为重复频率趋于零的交流电源，于是图5-28中的输出电压u_No为恒幅交变方波；如果输入端电压是图5-33b所示的正弦波，则输出电压u_No将成为调幅波如图5-33c所示，其载波重复频率为f_c，调制频率则为网频f。由于调制信号u_g直接取自网压，u_No的脉宽将按正弦规律变化。

经过直接降频电路解调（或检波）的电压u_S如图5-33d所示，它是一个幅值包络线为正弦波的单极性SPWM电压，在相同的K值和m值下（m=U_gm/U_cm），其谐波含量应低于图5-28b所示的电压。

滤波后的输出电压u_o如图5-33e所示，由于调制信号u_g取自电网，u_o与u_Ni将保持同步，这对在线式和离线式UPS都是必须的。

改变调制信号u_g的幅值u_gm即可改变u_No的脉宽，从而改变图5-33e中u_o的幅值U_om，达到调节输出电压的目的。

3.电流源双向型直流降频电路

具有功率双向传递功能的电流源直接降频电路如图5-34a所示，与图5-26的电压源电路相比较，本电路也包含高频逆变电路和直接降频电路两部分，但结构与电压源电路则不相同。下面分别进行讨论。

（1）高频逆变电路

如图5-34所示，高频逆变电路采用单端反励变换电路并运行于DCM状态，其特性类似于电源流，具有较高的可靠性。缺点是器件要求耐压高，输出功率小，因而只适用于直流输入电压不高的小功率应用场合。

（2）直接降频电路

图5-34 电流源双向型直接降频电路

a）主电路 b）～c）电量波形

高频逆变电路的输出变压器具有两个二次绕组W₂和W₃，其匝数均为N₂（一次绕组W₁的匝数为N₁），W₂通过S₁、S₄接向输出负载（感性负载，C₀为滤波电容）；W₃通过S₂、S₃接向负载，其中S₁和S₂由IGBT VG₁和VG₃及反并联二极管VD₁和VD₃组成；而S₂和S₄由P-MOSFET VF₂和VF₄及其反并联二极管VD₂和VD₄组成。以后可以看到VG₁和VG₃以负载频率（在50～400Hz的范围内）轮番通断，属于低频开关，故采用IGBT；相反VF₂、VF₄和VF₅均以载波频率工作，故采用P-MOSFET。

（3）电路工作原理分析

由于高频逆变电路和直接降频电路的工作状态紧密相连，下面将它们一起分析。假定电路采用SPWM控制方式且频率比K选得高，负载端电压的高频分量完全由滤波电容C₀所旁路，故负载电压可近似视为只包含基波分量，并可表示为

u_o=u_o1=U_o1msinωt （5-58）

其波形如图5-34b所示，式中U_o1m是u_o1的幅值，ω是输出角频率，假定输出端负载为感性，基波阻抗角为ϕ₁，负载电流i_o1可表示为

i_o1=I_o1msin（ωt-ϕ₁） （5-59）

图5-34c是功率器件栅压时序，图中u_g0是负载基波电压u_o1的极性信号，其相位与VG₁栅压u_g1相同，u_g1和VG₃栅压u_g3在相位上互补，其重复周期为T；VG₅的栅压u_g5时序分布为：在负载基波电流i_o1和u_o1为异号时u_g5=0，在i_o1和u_o1为同号时则为正脉冲列，脉冲重复周期为T_c，频率比K＞＞1。VG₂和VG₄的栅压u_g2和u_g4的时序与u_g5互补；在时区A和C（参见图5-34）有u_g2=u_g4≡0；而在时区D有u_g2≡0，u_g4为正脉冲列；而在时区B则有u_g4≡0，u_g2为正脉冲列（重复周期T_c）。可以看出，VG₂和VG₄是为实现将负载电能向电源反馈而设置的。

由图5-34可见，在一个输出周期T内，包含A～D四个时区，下面分别进行讨论。

①时区A：本时区中u_o1和i_o1均为正，u_g2=u_g3=u_g4=0，u_g1≡U_gm，u_g5为正脉冲列，于是VG₅作高频斩波，当u_g5=0时，VG₅关断，原先存储在一次绕组W₁中的能量向W₂传递，VG₁和VD₁导通，等效电路如图5-35a（图中电量均按实际方向标出，下同）所示，VG₃正向阻断，i_S2=0，i_S1=i_os，该状态下负载从电源吸取能量。VF₅处正向阻断，端压u_T5=U_d+n₁₂U_o，n₁₂=N₁/N₂。

当u_g5=U_gm时，VG₅导通，u_p=U_d，u_S1=-n₂₁U_d，n₂₁=N₂/N₁，由于T_c＜＜T，在一个载波周期中，负载电压可近似视为u_o≡U_o，等效电路如图5-35b所示，VG₁和VF₄均处于断态，i_S1=0；由于VF₂关断，i_S2=0，负载与降频电路脱离，i_o由C₀储能释放维持。

图5-35 图5-34c中各时区的等效电路

a）～b）A时区 c）～d）C时区 e）～f）B时区

②时区C：本时区中有u_o1＜0，i_o1＜0，p_o1=u_o1i_o1＞0，负载依然从电源吸取电能，栅压时序分布为：u_g3≡U_gm，u_g1=u_g2=u_g4=0，u_g5为正脉冲列，VG₅仍作高频斩波。当u_g5=0时，VG₅关断，u_S2＜0，且u_g3＞0，VG₃导通，等效电路如图5-35c（图中电量均按实际方向标出，当与图5-34a相同时为正，相反时为负）所示，负载和C₀从电源吸取电能，VG₅处于正向阻断，u_T5=U_d+n₁₃U_o，n₁₃=n₁₂=N₁/N₃=N₁/N₂，N₂=N₃。

当u_g5=u_gm时，VG₅导通，u_p=U_d，等效电路如图5-35d所示，u_S1=-n₂₁U_d，u_S2=n₂₁U_d，VF₂和VF₃均处于断态，i_S1=i_S2=0，i_os=0，i_o由i_C0维持。

③时区B：本时区中有u_o1＜0，i_o1＞0，p_o1＜0，负载储能通过变频电路反馈到直流电源，栅压时序为u_g1=u_g4=u_g5=0，u_g3≡U_gm，u_g2为正脉冲列，脉冲重复周期为T_c，占空比D=/T_c，为脉宽，由于u_g1=u_g4=0，VG₁和VF₄处于断态，i_S1=0，由于u_g2为脉冲列，VF₂处于斩波工作状态：当u_g2=U_gm时，VF₂和VD₃导通，等效电路如图5-35e所示，负载电流沿VD₃和VF₂流过，i_S2=i_os，u_S2=u_o=-U_o，为保持电流连续，W₁中有VD₅导通，i_p＜0，直流输入功率p_d=U_di_p＜0，直流电源吸收由负载反馈的能量。

当u_g2=0时，VF₂转为断态，W₃和W₂均无电流，W₁储能返回电源，负载电流由i_C0维持，等效电路如图5-35f所示。

④时区D：本时区中有u_o1＞0，i_o1＜0，p_o1＜0，和时区B相仿，负载储能通过变频电路反馈到直流电源，其工作过程读者可自行分析。

（4）电路特点

1）能实现输入输出之间的电气隔离和功率双向流动。

2）主电路功率器件开关环境比较好，VG₁和VG₃属于低频开关；由于直流电源电压U_d不高，故VF₅为低中压大电流高频功率开关，只有VG₂和VG₃属于高频功率开关（其阻端电压较高），但由图5-34c可见，工作时区较短。

3）由于负载与滤波器等效为电压源，输出侧无滤波电感，故W₂和W₃中功率器件关断无过电压，但为限制W₁中开关的关断过电压，加入无源有损关断缓冲电路如图5-34a点画线框所示。

4）电路比较简洁，但输出容量小，仅适用于小功率场合，为进一步提高整机容量可将高频逆变部分改为全桥或半桥结构。