单相交流调压器的工作原理和应用

1.理想条件下PWM交流调压电路的工作情况

单相PWM交流调压主电路如图5-21a所示。图中S₁和S₂为双向开关，S₁为主开关器件，S₂为续流器件，所谓理想条件是指：

1）理想器件：电路中功率器件S₁和S₂具有理想特性，即无损耗、无惯性、双向导电、开关状态的更叠均在瞬间完成。

2）理想电源：交流电源输出阻抗为零，电源电压为无畸变正弦波如图5-21b所示，按图示时间坐标有

u_N=U_Nmsinωt （5-23）

式中，ω=2πf。

3）理想负载：负载由理想元器件（包括电阻、电感和电容）组成。

电路采用PWM控制方式，S₁和S₂的控制极信号时序互补，电路输出电压u_o的波形如图5-21b所示。下面分析电路的主要电量。

图5-21 单相PWM交流调压电路

a）主电路 b）电压波形

（1）电压增益及输出电压谐波含量

由于S₁和S₂的开关状态互补，输出电压u_o可表示为

式中，上标0代表开关S闭合；1则为断开。

式（5-23）可写成

u_o=qu_N=qU_Nmsinωt （5-25）

式中，q为电路开关函数，可定义为

将式（5-25）用傅里叶级数展开有

式中，α=/T_c，ω_c=2π/T_c，φ_a=aπα。

将式（5-26）代入式（5-24）有

上式表明，u_o除包含基波分量αU_Nmsinωt之外，还包含其他谐波，改变占空比α即可改变基波幅值，实现调压的目的。

电路电压增益A_V定义为输出电压基波幅值U_o1m与输入电压幅值U_Nm的比值，按式（5-27）有

（2）输入电流i_N和输出电流i_o

对于任何理想负载，由式（5-27），输出电流i_o可表示为

式中，Z₁为基波阻抗的幅值；ϕ₁为基波阻抗角；Z_aA为对角频率为aω_c+ω谐波的负载阻抗的幅值；ϕ_aA为的相角；Z_aB为对角频率为aω_c-ω谐波的负载阻抗的幅值；ϕ_aB为的相角。

上式表明，输出电流i_o除包含基波外，还包含其他谐波。

根据理想条件，电路应无内耗，即输入和输出功率相等，有

u_Ni_N=u_oi_o

即

将式（5-26）和式（5-29）代入式（5-30）有

式中

（3）感性负载下的电流频谱

设电路负载基波阻抗为感性，并可表示为

将式（5-33）代入式（5-29）有

将式（5-33）代入式（5-31）有

式中

式（5-34）和式（5-35）表明，输出电流i_o和输入电流i_N的基波和谐幅值均与负载参数有关，此外还取决于K、α和U_Nm等参量。图5-22所示为i_o和i_N在K=20、ϕ₁=π/4、α=0.75条件下的频谱，图5-22a中C_no是输出电流i_o的标幺值；图5-22b中C_nN是输入电流i_N的标幺值。

图5-22 单相PWM交流调压电路的电流频谱

a）输出电流i_o b）输入电流i_N

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式中，n为谐波次数（含基波，n=1）；I_on为i_o的n次谐波幅值；I_o1m为α=1时i_o的基波幅值。

式中，I_Nn为i_N的n次谐波幅值；I_N1m为α=1时i_N的基波幅值。

由图可见，i_N和i_o的频谱除包含基波分量外，还包含以aK次谐波为中心的谐波群（上下边频带），当K值较高时，最低一组谐波群（a=1）已远离基波，较易用滤波器滤除。

2.双向功率开关的连接方式

交流调压电路功率开关器件的基本性能是双向可控开关，由于器件实际上并不具有理想特性，因而必须根据电路的特点和器件的实际性能来组构电路。在实际应用中，图5-21a的主电路可有图5-23所示的不同连接方式。

（1）双可控器件型

图5-23 单相交流调压电路双向功率开关的连接方式

a）双可控器件型连接方式 b）单可控器件型连接方式 c）附加缓冲电路的单可控器件型连接方式

图5-23a是一种双可控器件型连接方式，即分别用两个可控器件（IGBT）VG_1A和VG_1B及其隔离二极管VD_1A和VD_1B来构成一个双向可控功率开关，替代图5-21a中理想开关S₁（S₂同理类推）。

（2）单可控器件型

单可控器件型连接方式如图5-23b所示，即用单个IGBT经过整流桥来替代5-21a中的理想开关，和双可控器件连接方式相比，这种方式使用可控器件少，电路成本低。但由于正反向电流都流经同一可控器件，故图5-23b中VG_S和VG_P的栅压时序只能采用互补式。这种控制方式要求器件开关时间变化小，驱动信号准确以及附加相应的缓冲电路。在无缓冲电路时，VG_S和VG_P的开关时间必须始终保持一致，否则将导致共态（相同的状态）导通或共态关断，而这些都是不允许的。因为共态导通时电源将沿VG_S和VG_P短路；而共态关断时则负载电流被瞬间切断，在感性负载下将导致关断过电压。

为防止上述情况发生，必须坚持先断后通的开关顺序，为此在控制信号中设置死区时区t₀，t₀与器件关断时间t_off之间相差Δt，即

Δt=t₀-t_off （5-43）

若t₀=t_off，即Δt=0，电路保持正常工作，但t_off随电路运行条件而变，因此t₀与t_off不相等的情况很难避免。若t_off＞t₀即Δt＜0，电路将出现共态导通；若t_off＜t₀，即Δt＞0，电路将出现共态关断。由此可见，简单地设置死区时间并不能完全解决问题。

（3）附加缓冲电路型

图5-23c是附加缓冲电路的单可控器件型连接方式。附加缓冲电路的目的是解决恒死区时间存在的问题，如图所示，若电路出现共态导通，电源将沿两缓流电感L_K短路，适当选择L_K值可将短路期间电流峰值限制在可接受范围内；若电路出现共态关断（设此前电路初态是VG_S导通而VG_P关断），原先流经VG_S的电流将瞬时移入缓压电容C_S中，从而保证负载电流连续并避免由于共态关断所引起的过电压。

3.网侧功率因数和载波频率的选择

为避免输出电压中包含偶次谐波，应采用同步调制方式，即控制信号与输入电源电压保持同步，于是频率比K为恒值，将式（5-27）改写为

由此表明，为使输出电压不含偶次谐波，频率比K应取偶数；此外，输出电压的最低次谐波为K-1（a=1），若在输出端附加低通滤波器，且其截止频率ω₀有

ω₀＜（K-1）ω （5-45）

则输出电压中所有谐波将被滤除，即

u′_o≈αU_Nmsinωt

式中，u′_o和i′_o分别是滤波后的输出电压和电流；Z₁和ϕ₁分别是负载基波阻抗的幅值和相角。

将式（5-45）和式（5-26）代入式（5-30），输入电流i_N可表示为

式中，。

当K＞＞1并设置合适的滤波器之后，输入电流可近似表示为

i_N≈αI_osin（ωt-ϕ₁） （5-48）

由此可见，提高载波频率（频率比K）可提高输出电压和输入电流的最低次谐波值，使用小容量的输入和输出滤波器就可使输出电压和输入电流近似为正弦波，由式（5-45）和式（5-47）可见，网侧功率因数λ与负载功率因数相同；但K值越高，电路中器件的开关损耗越大，电路效率越低。因此要根据实际要求折中选择频率比。

4.控制栅压的非互补方式

由于单可控器件调压电路必须采用互补式控制，因此需要设置死区间隔和缓冲电路。这些情况对大容量电路会成为缺点，因此采用非互补控制方式更为恰当，其主电路如图5-24a所示，如图所示，交流开关采用双器件型，其特点是正反向开关状态可分别控制，根据控制电路是否使用负载电流互感器，非互补控制方式分为以下两类。

（1）无电流检测的非互补控制

IGBT栅压时序分布如图5-24c所示。

如图所示，在u_N的正半周，u_g1B和u_g2B恒为正值，而u_g2A≡0，u_g1A则为正脉冲列，重复周期为T_c。

由于电路工作情况与负载有关，下面分别进行讨论。

1）纯阻负载的工作情况：在0＜ωt＜π区间，u_g1B=u_g2B=U_gm，VG_1A轮流通断，u_g1A＞0时，VG_1A导通，u_o=u_N，VG_1B和VG_2B处于反向阻断状态；当u_g1A=0时，VG_1A关断，负载电流中断，u_o=0；同理可分析π＜ωt＜2π的区间。输出电压u_o在一个电网周期T中的波形如图5-24d所示，由图可见，u_o的基波分量u_o1可表示为

u_o1=U_o1msinωt=αU_Nmsinωt （5-49）

改变u_g1A的脉宽即可改变基波幅值αU_Nm，实现调压的目的。

2）感性负载的工作情况：设电路具有感性负载，基波阻抗角为ϕ₁，此时输出电压u_o波形如图5-24e所示，由图可见，在时区b和d中，u_o的波形与纯阻负载时相同，该两时区的共同特点是u_o1和i_o1为同号，即瞬时基波输出功率p_o1=u_o1i_o1＞0，负载通过调压电路向电源吸取能量；相反，在时区a和c则有u_o≡u_N，即u_o在这些时区中失控，无论u_g1A（u_g1B）的电平如何变化，电路开关状态不变。原因是在这些时区中，u_o1与i_o1异号，p_o1＜0，负载储能通过调压电路向电源反馈。例如在时区a，i_o1＜0，由于u_g1B≡u_gm，VG_1B和VD_1B常通，而VG_1A和VD_1A始终处于反向阻断状态，因此电路开关状态不可能产生变化；在时区c也有类似情况发生。

由于失控区的出现，输出电压不能再由式（5-41）表示，其包含的最低次谐波不再是K-1次，而是3次和5次谐波，而且这些低次谐波的幅值随基波阻抗角ϕ₁的增大而增大。

3）容性负载的工作情况：在容性负载下也会出现失控区，其分析与感性负载相仿。

（2）有电流检测的非互补控制

图5-24 采用非互补控制方式的单相IGBT-PWM交流调压电路

a）主电路 b）～f）电量波形

为消除输出电压在非阻性负载下的失控现象，采用有电流检测的控制方案，即通过输出电流和电压的极性来决定控制信号的时序分布。设电路带感性负载，基波阻抗角为ϕ₁，新的控制时序如图5-24f所示，将其与图5-24c比较不难发现，对时区b和d，两图信号时序分布并无差异，但在时区a和c则有所不同。例如在时区a，图5-24c和f中均由u_g1B=u_g2B=u_gm；但在图5-24f中，u_g1A≡0，u_g2A为正脉冲列，脉宽0=T_c-，由于u_g1A≡0，VG_1A在时区a中处于常断状态。当u_g2A=0，u_g1B=U_gm时，输出电流i_o沿VG_1B和VD_1B反向流向电源，输出电压u_o=u_N；而当u_g2A=u_g1B=U_gm时，VG_2A由正向阻断状态转为通态，i_o沿VG_2A和VD_2A续流，i_N=0，u_o=0，从而消除u_o的失控现象；同理可知时区c也将无失控现象产生，于是，在有输出电流检测条件下，尽管负载为非阻性，采用非互补控制，输出电压u_o的波形将与阻性负载相同，如图5-24d所示。