中性点钳位式多电平PWM整流器

时间：2026-01-23 理论教育峰子版权反馈

【摘要】：多电平PWM整流器可分为钳位式多电平PWM整流器和级联式多电平PWM整流器。本小节以中性点钳位式三电平PWM整流器为例来介绍多电平PWM整流器的基本原理。VDS1～VDS6为钳位二极管，其接法与中性点钳位式PWM逆变电路NPC-INV相仿。与NPC-SVPWM-INV相仿，NPC-SVPWM-REC的控制算法包含：①各电压矢量作用时间的计算；②指令值矢量的计算；③采样信号坐标系统的换算。

多电平PWM整流器可分为钳位式多电平PWM整流器和级联式（包括多重化）多电平PWM整流器。本小节以中性点钳位式三电平PWM整流器为例来介绍多电平PWM整流器的基本原理。

根据中性点钳位式PWM逆变器在大功率领域的成功应用和PWM整流器在提高电能质量方面的优良表现，促使人们将中性点钳位式电路结构移植到PWM整流器中，图3-103是中性点钳位式三相三电平PWM整流器的主电路，由图可见，它只是电源与负载对调，即电源是三相交流电网，负载是有源或无源直流负载（图示为R_d-L_d串联无源直流负载）。直流输出端分压电容C₁=C₂，其端压U_d1=U_d2=U_d/2，O′为直流输出中性点。VD_S1～VD_S6为钳位二极管，其接法与中性点钳位式PWM逆变电路NPC-INV相仿。

图3-102 电流型三相桥式PWM整流器框图

图3-103 中性点钳位式三相三电平PWM整流器的主电路

由于空间电压矢量PWM控制（SVPWM）具有直流利用率高、开关次数少和易于实现全数字化控制等优点，故在中性点钳位式多电平PWM整流器中得到了广泛应用。

1.SVPWM的控制方法

与NPC-INV相同，由于每相对直流中性点均有三种电平（代表电路的三种开关状态），因此三相桥共有27个开关状态，其在α-β坐标系中的分布如图3-104a所示，由图可见，这些电压矢量的组成是：

1）零矢量（3个）：（PPP）、（NNN）和（CCC）。

2）非零矢量（24个）：包含长、中、短幅值三种矢量，长矢量指幅值为2U_d/3的矢量，属于这类矢量的有、、、、和共6种；中矢量指幅值为的矢量，属于此类矢量的有、、、、和共6种；短矢量则指幅值为U_d/3的矢量，属于此类矢量的有6对12种，如和这对矢量不仅幅值相等，且相位相同，与此相仿的还有和、和、和、和、和。

上述矢量所代表的电路开关状态见表3-7，如所对应的状态为PCC，为PNN等。

表3-7 NPC-REC电压空间矢量所代表的电路开关状态

将24个非零矢量的分布划分为Ⅰ-Ⅵ六个扇形区，与两电平电路相仿，为减少电流谐波含量，用多个非零矢量去逼近指定电压，为此将每个扇区再细分为A～D四个子扇区，以第Ⅰ扇区为例如图3-104b所示，图中三角形子区D拥有、和三个空间矢量（如三角形各顶点所标）。余类推。

与NPC-SVPWM-INV相仿，NPC-SVPWM-REC的控制算法包含：①各电压矢量作用时间的计算；②指令值矢量的计算；③采样信号坐标系统的换算。下面先讨论作用时间的计算，其他的将在控制电路中讨论。

设指令电压矢量落在图3-104b的B子区中并可用电压矢量、和的分量、和来逼近，仿照SVPWM控制的调频原理可得

式中T₁、T₃和T₄分别是、和的作用时间。调制比为

由于输出电压U_d和开关周期T_c为恒值，因此只要知道U_rm和θ便可由式（3-228）确定各作用时间。

图3-104 NPC-REC中电压空间矢量的分布

a）在α-β坐标轴上的分布 b）子区分布

2.NPC-SVPWM-REC的控制

采用SVPWM控制方案的NPC-REC系统结构如图3-105所示，其中点画线框内为控制电路。与图3-96点画线框中的控制电路相比较有以下相同之处：

图3-105 采用SVPWM控制的NPC-REC系统结构

1）两个控制电路均采用电流间接控制策略。SVPWM方案本质上属于电流间接控制策略，因为它也是通过桥侧电压间接地实现对网侧电流的控制。(https://www.xing528.com)

2）两种控制电路都拥有一个电压外环，都是用PI调节器实现输出电压的调节。

3）两种控制电路均假定网侧基波相移角δ=0，也即交流侧的矢量关系如图3-96b所示。

但两种控制电路也存在下面不同之处：

在PWM信号生成方式上，图3-96采用的是SPWM方式；图3-105采用的则是SVPWM方式。下面对图3-105控制电路中的几个主要单元进行介绍。

（1）矢量作用时间计算单元5

电路的任务是根据输入指令电压的幅值和相角判断它在α-β坐标系中电压矢量分布的区域，并决定用哪些电压矢量去逼近它（如前述采用最近三角形法可取得较好效果），例如指令矢量落在图3-104b的子区B中，即用矢量、和逼近，并按式（3-228）分别计算其作用时间T₁、T₃和T₄。然后按中心对准方式安排其输出开关函数S_a、S_b和S_c的时序。

根据电流间接控制的原理，输入端指令电压应为桥侧基波电压，即

式中，δ是对网压矢量的相移角，设δ＜0，即滞后于。

（2）桥侧电压矢量计算单元6由图3-105可见，计算单元5的输出是桥侧基波电压矢量的幅值U_sm及其相移角δ。在网侧相移角δ=0的条件下，根据式（3-216）和式（3-217），对于确定的输入电感L_s和电网角频率ω，只要网侧电流幅值I_m和电网电压幅值U_m为已知，即可计得U_sm和δ。单元5有两个输入：一个是来自电压调节器的输出I_m^*，另一个是来自坐标变换单元4的输出U_m。

（3）检测和坐标变换单元4如图3-100所示，电网电压定向于d轴（其幅值为U_m），在δ=0条件下，网侧电流矢量在q轴上的分量I_sq=0，其d轴分量I_sd=I_m，取自电压调节器的输出。单元4的输入取自电网电压u_AO、u_BO和u_CO，如果选择三相静止坐标系的原点，并以A相电压u_AO定向于该坐标的a轴，则三相电网电压可表示为