高功率相控整流电路设计

1.带平衡电抗器的双反星形晶闸管相控整流电路

在电解、电镀等工业应用中，常常需要低电压（几伏至几十伏）、大电流（几千安至几万安）的可调直流电源。如果采用通常的三相半波相控整流电路，则每相要很多晶闸管并联才能提供这么大的负载电流，带来元器件的均流、保护等问题，还有变压器铁心直流磁化问题。如果采用三相桥式相控整流电路，虽可解决直流磁化问题，但整流元器件数还要加倍，而电流在每条通路上均要经过两个整流元器件，有两倍的管压降损耗，这对大电流装置是十分不利的。

要得到低电压、大电流的相控整流电路，可通过两组三相半波电路并联来解决。并联时只要注意使两组半波电路的变压器二次绕组极性相反，使各自产生的直流安匝相互抵消，就可解决变压器的直流磁化问题。由于两组变压器二次绕组均接成星形且极性相反，这种整流电路形式称为双反星形相控整流电路，如图3-36所示。

图3-36 带平衡电抗器的双反星形相控整流电路

双反星形相控整流电路的整流变压器二次侧每相有两个匝数相同、绕在同一相铁心柱上的绕组，反极性地接至两组三相半波整流电路中，每组三相间都接成星形，两组星形的中性点间接有一个电感量为L_p的平衡电抗器，这个电抗器是一个带有中心抽头的铁心线圈，抽头两侧的电感量相等，即L_p1=L_p2。当抽头的任一边线圈中有交流电流流过时，L_P1和L_p2均会感应出大小相等、极性一致的感应电动势。

（1）平衡电抗器的作用

为了说明平衡电抗器的作用，先将图3-36中的L_p短接，并将触发延迟角设为α=0°，这样就成了普通的六相半波整流电路，变压器二次电压波形如图3-37a所示，由于六个整流器件为共阴极接法，任何瞬间只有相电压瞬时值最大的一相器件导通。ωt₁时刻，a相电压u_a最大，VT₁导通，则K点电位为最高，从而使其他五个器件承受反向电压而不能导通，变压器二次电压按u_a、u′_c、u_b、u′_a、u_c、u′_b顺序依次达到最大，故晶闸管亦以VT₁、VT₂、VT₃、VT₄、VT₅、VT₆顺序各导通60°。这样，在α=0°时，输出直流电压为六个正值相电压波头的包络线。这个波形与三相桥式整流电路α=0°时的整流电压相同，只是用相电压包络线替代了线电压包络线，故可推得直流平均电压应为U_d0=1.35U₂。由于任何瞬间只能有一只晶闸管导通，所以每个器件及变压器二次侧每相绕组都要流过全部的负载电流，而导通角只有60°，使每相电流峰值较高，这样的六相半波整流电路将要求大容量的整流器件和大截面的变压器绕组导线，变压器利用率较低，不适合大电流负载。

图3-37 带平衡电抗器的双反星形相控整流电路波形（α=0°）

接入平衡电抗器后晶闸管导通情况将发生变化，仍以α=0°来分析，在图3-37a的ωt₁～ωt₂期间内，u_a最高，使晶闸管VT₁导通。VT₁导通后，a相电流i_a开始增长，增长的i_a将在平衡电抗器L_p1中感应出电动势e_p1，其极性为左负右正。由于L_p2与L_p1的匝数及绕向相同，紧密耦合，则在L_p2中同样将感应出左负右正的电动势e_p2，且e_p2=e_p1。设与电动势e_p2、e_p1相平衡的电压分别为u_p1、u_p2，则以O点为电位参考点，u_p1削弱了左侧a、b、c组晶闸管的阳极电压；u_p2增强了右侧a′、b′、c′组晶闸管的阳极电压。在ωt₁～ωt₂期间，VT₁的阳极电压u_a被削弱，此时，u_c′为次最高电压，在u_p2的作用下，只要u_p=u_p1+u_p2的大小能使u_c′+u_p＞u_a，则晶闸管VT₂亦承受正向阳极电压而导通。因此有了平衡电抗器后，其感应电动势u_p补偿了u_a、u_c′间的电压差，使得a、c′相的晶闸管都能同时导通。VT₁、VT₂同时导通时，左侧a点电位与右侧c′点的电位相等，但此期间相电压仍保持着u_a＞u′_c的状态，故VT₂导通后VT₁不会关断。以后尽管变压器二次相电压发生变化，感应电压u_p也变化，但始终保持a、c′两点的电位相等，从而维持了VT₁、VT₂同时导通。这就是平衡电抗器所起的促使两相能同时导通的平衡电压作用。

ωt₂～ωt₃期间内u_a＜u_c′，a相电流出现减小的趋势，使平衡电抗器L_p1上感应出的电动势极性相反，即O₁点为正，O₂点为负，继续维持VT₁、VT₂同时导通。ωt₃以后，由于a、b、c组的相电压u_b＞u_a，则VT₁换相至VT₃，使得在ωt₂～ωt₃期间内晶闸管VT₂、VT₃同时导通。由于平衡电抗器的作用，VT₂将从ωt₁时刻一直维持导通，至ωt₅时刻因VT₄导通而关断，共导通120°。

从以上分析可以看出，由于接入了平衡电抗器，使得在任何时刻两组三相半波电路各有一个器件同时导通，共同负担负载电流，使流过每一器件和变压器二次侧每相绕组的电流为负载电流的一半，同时每个器件的导通时间则由60°增至120°。这样，在输出同样直流电流I_d的条件下，可使晶闸管额定电流及变压器二次电流减小，利用率提高。

带平衡电抗器的双反星形可控整流电路α=0°时的直流电压平均值及平衡电抗器上的压降u_p可以从图3-36推出。设左侧a、b、c组的输出直流电压为u_d1，右侧a′、b′、c′组的输出直流电压为u_d2，则从左侧看，双反星形整流电路OK之间的输出直流电压为u_d=u_d1-u_p/2，从右侧看则为u_d=u_d2+u_p/2，因此有

可得出α=0°时的直流电压平均值计算式为

由式（3-73）可见，带平衡电抗器双反星形整流电路的输出直流电压是两组三相半波输出电压u_d1和u_d2的平均值。平衡电抗器上的电压波形u_p=u_d1-u_d2，为两组三相半波整流电路输出波形之差，如图3-37b所示，其交变频率为电源频率的三倍。

由于两组三相半波整流电路并联运行时输出的直流电压瞬时值不相等，其差值u_p会在两组三相半波整流电路之间产生不经过负载的环流i_p，将使其中一组三相半波电路的负载电流变化为I_d/2+i_p，另一组三相半波电路的负载电流变化为I_d/2-i_p。为使两组电流尽可能平均分配，应选用电感量足够的平衡电抗器L_p对环流加以限制。通常要求将环流值限制在额定负载电流的2%范围以内。即使如此，双反星形整流电路也还有工作在很小负载电流下外特性较差的缺点。

（2）双反星形带平衡电抗器可控整流电路

电感性负载α=30°、α=60°、α=90°时的直流电压u_d波形分别如图3-38a、b、c所示。

为了推导直流平均电压U_d的计算公式，将图3-38a中的纵坐标右移90°（坐标原点为O′），这样a相和b′相电压可分别表示为(www.xing528.com)

从而可得到直流侧电压u_d为

这样就可以得到电压平均值U_d的计算公式为

当负载是电阻性负载时，若α＜60°，则输出电压u_d的波形及平均值的计算均和电感性负载时相同；若α＞60°，则u_d波形出现断续，只剩下正半周的电压波形。

带平衡电抗器的双反星形晶闸管相控整流电路具有以下特点：

1）双反星形是两组三相半波电路的并联，直流电压波形与六相半波整流时的波形一样，所以直流电压的脉动情况比三相半波时小得多。

2）与三相半波整流相比，由于任何时刻总同时有两组导通，变压器磁路平衡，不存在直流磁化问题。

3）与六相半波整流相比，变压器二次绕组利用率提高一倍。在输出相同的直流电流时，变压器容量比六相半波时要小。

图3-38 大电感性负载时的输出直流电压波形

4）每一个整流器件负担负载电流的一半，导通时间比三相半波时增加一倍，提高了整流器件的利用率。

2.相控整流电路的多重化

当整流装置的功率增大，如达到数千千瓦时，它对电网的干扰就会很严重。为减轻整流装置产生的谐波对电网的干扰，可考虑增加整流输出电压脉波数的方法。输出电压波头数越多，电压谐波次数越高，谐波幅值越小。因此，大功率的整流装置常采用12脉波、18脉波、24脉波甚至更多脉波的多相相控整流电路。

图3-39所示的是由两组三相桥式整流电路并联而成的12相整流电路。电路中利用一个三相三绕组变压器，变压器一次绕组接成星形，二次绕组中的a₁、b₁、c₁接成星形，其每相匝数为N₂；a₂、b₂、c₂接成三角形，其每相匝数为。这样，变压器两个二次绕组的线电压数值相等。

图3-39 由两组三相桥式晶闸管相控整流电路并联而成的12相整流电路

由于1组桥a₁、b₁端所接的是变压器二次绕组a₁、b₁相的线电压，而2组桥a₂、b₂端所接的是变压器二次绕组a₂相的相电压，因此1、2两组桥所接的是两个相位差为30°、电压大小一样的三相电压。当α=0°时，1、2组桥输出的为两个波形相同、相差30°的6脉波整流电压u_d1、u_d2，如图3-40所示。由图3-40可见，在区间1，u_d1＞u_d2；在区间2，u_d2＞u_d1。若无平衡电抗器L_P存在，则1组桥导通时，2组桥的整流器件受反向电压而截止，而2组桥导通时，1组桥的整流器件受反向电压而截止，即任何时刻只有一组桥在工作，并提供全部负载电流。在电路中加了平衡电抗器L_P后，在任何时刻，u_p=u_d1-u_d2，在平衡电抗器的两个绕组上各降u_p/2，从而使u_d1、u_d2平衡，两个三相整流桥同时导通，并共同承担负载电流。这样，每个整流器件及变压器二次绕组的导通时间增长一倍，而每个整流桥的输出电流仅为1/2负载电流。

与带平衡电抗器的双反星形晶闸管相控整流电路的分析方法相似，可得出12相相控整流电路的输出电压平均值与一组三相桥的整流电压平均值相等，这种将两组整流桥的输出电压经平衡电抗器并联输出的方式称为并联多重结构，它适合于大电流应用场合。也可将两组整流桥的输出电压串联起来向负载供电，这种方式称为串联多重结构，此电路适合于高电压应用场合。