多重化PWM逆变器技术简介

1.多重化的基本原理

电压型逆变器和电流型逆变器都可以实现多重化。下面以电压型逆变器为例说明逆变器多重化的基本原理。

图2-51是单相电压型二重逆变器原理图，它由两个单相全控桥逆变电路组成，二者的输出通过变压器T₁和T₂串联起来。图2-52是电路的输出波形。两个单相逆变电路的输出电压u₁和u₂都是导通180°的矩形波，其中包含所有的奇次谐波。现在只考查其中的3次谐波。如图2-52所示，把两个单相逆变电路导通的相位错开φ=60°，则对于u₁和u₂中的3次谐波来说，它们就错开了3×60°=180°。通过变压器串联合成后，两者中所含3次谐波互相抵消，所得到的总输出电压中就不含3次谐波。从图2-52可以看出，u_o的波形是导通120°的矩形波，和三相桥式逆变电路180°导通方式下的线电压输出波形相同。其中只含6k±1（k=1，2，3，…）次谐波，3k（k=1，2，3，…）次谐波都被抵消了。

图2-51 单相电压型二重逆变器原理图

图2-52 单相电压型二重逆变器的工作波形

像上面这样，把若干个逆变电路的输出按一定的相位差组合起来，使它们所含的某些主要谐波分量相互抵消，就可以得到较为接近正弦波的波形。

从电路输出的合成方式来看，多重逆变器有串联多重和并联多重两种方式。串联多重是把几个逆变电路的输出串联起来，电压型逆变电路多用串联多重方式；并联多重是把几个逆变电路的输出并联起来，电流型逆变电路多用并联多重方式。

下面介绍三相电压型二重逆变器的工作原理。图2-53所示为其原理图。该电路由两个三相桥式逆变电路构成，其输入直流电源公用，输出电压通过变压器T₁和T₂串联合成。两个逆变电路均为180°导通方式，这样它们各自的输出线电压都是120°矩形波。工作时，使逆变桥Ⅱ的相位比逆变桥Ⅰ滞后30°。变压器T₁和T₂在同一水平上画的绕组是绕在同一铁心柱上的。T₁为D/Y联结，线电压电压比为（一次和二次绕组匝数相等）。变压器T₂一次侧也是三角形联结，但二次侧有两个绕组，采用曲折星形联结，即一相的绕组和另一相的绕组串联而构成星形，同时使其二次电压相对于一次电压而言，比T₁的接法超前30°，以抵消逆变桥Ⅱ比逆变桥Ⅰ滞后的30°。这样，u_T2和u_T1的基波相位就相同。如果T₂和T₁一次侧匝数相同，为了使u_T2和u_T1的基波幅值相同，T₂和T₁二次侧间的匝数比就应为。T1、T2二次侧基波电压合成情况的相量图如图2-54所示。图中U_U1、U_U21、U_V22分别是变压器绕组U₁、U₂₁、V₂₂上的基波电压相量。图2-55给出了u_U1、u_U21、-u_V22、u_U2和u_UN的波形图。可以看出，u_UN比u_U1接近正弦波。

图2-53 三相电压型二重逆变器原理图

图2-54 二次侧基波电压合成相量图

图2-55 三相电压型二重逆变器波形图

把u_U1展开成傅里叶级数得

式中，n=6k±1，k为自然数。u_U1的基波分量有效值为

n次谐波有效值为

把由变压器合成后的输出相电压u_UN展开成傅里叶级数，可求得其基波电压有效值为

其n次谐波有效值为

式中，n=12k±1，k为自然数。在u_UN中已不含5次、7次等谐波。

可以看出，该三相电压型二重逆变器的直流侧电流每周期脉动12次，称为12脉波逆变器。一般来说，使m个三相桥式逆变电路的相位依次错开π/（3m）运行，连同使它们输出电压合成并抵消上述相位差的变压器，就可以构成脉波数为6m的逆变器。

2.多重化PWM电压型逆变器

多重化PWM逆变器是指用PWM控制的多重化逆变器，由于PWM逆变器具有良好的调压特性和抑制出端谐波功能，因此PWM多重化逆变器可方便地同时实现扩容、调压和抑制谐波的目的。

为了保持逆变器低频率运作的特点，与常规PWM逆变器不同，在高压大功率的多重化逆变器电路中，其频率比K值不会选得很高。

多重化PWM电压型逆变器主电路指由多个电压型PWM逆变单元组成的多重化电路，常采用输出电压串联相加的方式，输出端可经变压器或直接输出。

（1）变压器串联输出方式

图2-56是由N个单相半桥逆变电路组成的多重化PWM电压型逆变器，由公共直流电压源供电，各输出变压器二次绕组串联连接，合成电压u_o为

u_o=u₁+u₂+…+u_N（2-108）为保证各单元电路具有相同的调制比M，电路共用一个调制信号u_g，为实现多重叠加，每个单元电路所用三角形载波依次滞后相位角δ，如图2-57a所示。

式中，，T=KT_c。

设各单元输出变压器电压比相同，即A₁=A₂=…=A_N=A，系统为等幅叠加，各变压器二次电压幅值相等。图2-57是N=5，M=0.8，K=3，δ=24°条件下，多重化SPWM逆变电路的电压波形，调制信号u_g=U_gmsinωt，由于各单元为半桥式单相电路，只能采用双极性SPWM控制方式，载波为对称三角波（幅值为U_cm），u₁～u₅波形如图2-57b所示，各电压幅值均为U_s=AU_d/2，合成电压u_o波形如图2-57c所示。为与单重化SPWM逆变电路输出电压谐波含量相比较，图2-58还给出了N=1、K=15的THD-M关系曲线，这两种电路在一个输出周期中逆变输出电压的电平变化数相同，由图可见，对同一M值，多重电路的THD值远低于单重电路。但单元逆变桥中器件的开关次数却是单重化电路的，也即多重化SPWM逆变电路的等效波频率f_ce为

图2-56 多重化PWM电压型逆变器

a）变压器输出方式 b）直接输出方式

1—输入整流变压器 2—三相不控整流电路 3—驱动电路 4—单相逆变电路 5—输出变压器 6—N相三角形载波发生器 7—单相正弦波发生器

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图2-57 N=5多重化SPWM电压源逆变电路电量波形（M=0.8 K=3 N=5 δ=24°）

a）载波u_c及调制波u_g b）单元输出电压 c）合成电压u_o

f_ce=Nf_c

即 K_ce=f_ce/f=NK （2-110）

式（2-110）表明，单元电路数N越大则f_ce越高，最低次谐波与基波的距离越远，所必须采用的滤波手段也越简单。相反若在多重电路中采用高速器件则可实现无滤波输出。例如N=5，K=50，f=50Hz，由式（2-110）最低次谐波数可表示为

可得f_p=n_pf=12.4kHz，由于f_p很高，对于无源或有源非阻性负载，很容易利用负载自身的滤波电感使电流畸变降低到规定值以至于无需附加滤波器。

图2-58 SPWM逆变电路输出电压的THD-M曲线

a—单重电路（N=1，K=15） b—多重电路（N=5，K=3）

（2）直接输出方式

若系统无电气隔离要求，各单元逆变电路为单相全桥结构且均由独立直流电压源供电，SPWM多重电路可采用直接串联输出结构，如图2-56b所示。电路控制方式和工作原理与变压器输出相同，由于每个单元桥中关断器件的阻断电压被各独立电源钳位，故串联桥运行中无器件电压分配不均现象。这一方案的代价是必须使用多个独立直流电源及其输出滤波电容器。

在输出电压基波幅值恒定条件下，若希望提高输出电压电平数以进一步抑制EMI和谐波，虽然可由提高串联单元电路数N来实现，但显然会增加系统的成本和复杂性。据此发展了各单元电路间电压比不相等的电路。在多重方波电压逆变电路中，为消除谐波群，相串联的各输出变压器必须选择不同的电压比，因而也属于不等幅多重逆变电路。与此相仿，为提高输出电压电平数，在多重化PWM逆变电路（直接输出型）中也发展了类似电路，其性能比较见表2-2，以2^N型电路为例，当N=3时，其单元电路间的电压比为1∶2∶4，其输出电压的电平数为15，而1^N型电路（等电压比电路）输出电压的电平数为7，由表可见：

表2-2 不同电压比电路的比较

注：N—串联的单元数。

1）对同一串联单元电路数N，3^N型电路的电平数最高，1^N型电路最低。

2）表列3种电路所需器件数相等，也即器件总数与电路类别无关。

由于各个单元电路输出电压不同，为此可选择不同耐压的器件，如高压单元可用IGCT，低压单元则选用IGBT，由于这些器件的频率上限不同，可以进而采用不同的频率比。例如对高压单元以低K值PWM方式运行，甚至是方波方式运行；而低压单元则选择相对较高的K值。据此有的文献称之为混合级联电路。

直接输出方式的弱点是必须采用独立直流电源供电；优点是取消输出变压器，提高功率。

3.多重化PWM电流型逆变器

对于诸如超导储能系统（Superconducting Magnetic Energy Storage System，SMES）一类能源的电能变换，采用电流源逆变电路将是更为合理的选择。因为变换功率大，也同样需要多单元电路联合工作。

图2-59a是由N个单元电路组成的三相多重SPWM电流型逆变电路结构图，图中所有逆变单元电路9均为三相半桥结构，如图2-59b所示。其中功率开关S如图2-59c所示。图2-59中仅画出了逆变单元电路的控制电路。

图2-59 多重SPWM电流型逆变电路结构图

a）电路结构图 b）逆变单元电路结构 c）功率开关

1—计数寻址 2—EPROM 3—A/D转换 4—调制信号幅值控制 5—乘法器 6—逻辑转换和SPWM比较 7—驱动电路 8—整流单元电路 9—逆变单元电路

比较图2-56b和图2-59a可见：

1）逆变入端均采用并联供电方式，由于两种电路均采用独立电源，故入端都是并联供电，但图2-56为电压源，而图2-59为电流源，当电源为非电流源时，则每一功率单元入端必须串联电感，其数值应足以维持入端电流近于恒定，由于电源性质不同，影响电路出端滤波器的构成，设每相均为纯阻负载，图2-56应带电感输入型滤波器，使负载电流近似于基波电流；图2-59则带电容输入型滤波器，使负载电压近似于基波电压。

2）逆变出端连接方式不同，尽管都采用直接输出方式，但图2-59用串联电压相加，而

图2-56则为并联电流相加，以图2-59中A相为例

式中，i_AC是流过滤波电容的电流；i_AR是流过负载电阻的电流。

假定i_A中谐波均从电容旁路，故电阻中只有基波电流并在负载端建起基波电压。

3）控制策略相同，两种逆变电路都采用载波移相SPWM控制方式（Carries Phase Shif-ted SPWM，CPS-SPWM），图2-59点画线框是各逆变单元的控制电路结构，现将各部分电路简述如下：

①所有逆变单元的三角形载波幅值同为U_cm，重复频率均为f_c，相邻单元载波相移角δ=2π/（NK），每一单元载波均单独写入一片EPROM。

②所有逆变单元接受同一幅值为U_gm的三相正弦调制信号u_ga、u_gb和u_gc控制，该调制信号由三个波形控制信号（单位幅值的正弦波，相位互差2π/3）与幅值控制信号（来自电路4）在电路5相乘后得到。

③每一相波形控制信号均单独写入一片EPROM。

④所有EPROM均由同一计数器信号寻址。

⑤电路6有两组输入信号：一是三角形载波信号u_c，另一组是三相调制信号u_ga、u_gb和u_gc。电路的任务是对调制信号进行逻辑电平转换并根据载波和调制信号交点分别产生三相SPWM信号加到驱动电路的光耦合器入口。

这种逆变电路也称为电流型组合式变换器。