二极管平衡电路的设计原理

在单二极管电路中，由于工作在线性时变工作状态，二极管产生的频率分量大大减少了，但在产生的频率分量中仍然有不少不必要的频率分量，因此有必要进一步减少一些频率分量，二极管平衡电路就可以满足这一要求。

图5-2-4所示为二极管平衡电路的原理电路，它由两个性能一致的二极管及中心抽头变压器T1、T2连接而成。图中，A、A′的上半部与下半部完全一样。控制电压u2加于变压器的A、A′两端。输出变压器T2接滤波器，用以滤除无用的频率分量。从T2次级向右看的负载电阻为RL。为了分析方便，设变压器线圈匝数比N1∶N2＝1∶1，因此加给VD1、VD2两管的输入电压均为u1，其大小相等，但方向相反；而u2是同相加到两管上的。

图5-2-4　二极管平衡电路

与单二极管电路的条件相同，二极管处于大信号工作状态，即U2>0.5V。这样，二极管主要工作在截止区和线性区，二极管的伏安特性可用折线近似。U2≫U1，二极管开关主要受u2控制。若忽略输出电压的反作用，则加到两个二极管的电压uD1、uD2为

由于加到两个二极管上的控制电压u2是同相的，因此两个二极管的导通、截止时间是相同的，其时变电导也是相同的。由此可得流过两管的电流i1、i2分别为

i1、i2在T2次级产生的电流分别为

但两电流流过T2的方向相反，在T2中产生的磁通相消，故次级总电流iL应为

将式（5-2-12）代入上式，得

考虑到u1＝U1cos ω1t，代入上式可得

由上式可以看出，输出电流iL中的频率分量有：①输入信号的频率分量ω1；②控制信号u2的奇次谐波分量与输入信号u1的频率ω1的组合分量（2n＋1）ω2＋ω1，n＝0,1,2,…。

与单二极管电路相比较，u2的基波分量和偶次谐波分量被抵消掉了，二极管平衡电路的输出电路中不必要的频率分量又进一步减少了。因为控制电压u2是同相加于VD1、VD2的两端，当电路完全对称时，两个相等的ω2分量在T2产生的磁通互相抵消，在次级上不再有ω2及其谐波分量。

当考虑RL的反映电阻对二极管电流的影响时，要用包含反映电阻的总电导来代替gD。如果T2次级所接负载为宽带电阻，则初级两端的反映电阻为4RL。对i1、i2各支路的电阻为2RL。此时用总电导

来代替式（5-2-15）中的gD，rD＝1/gD。当T2所接负载为选频网络时，其所呈现的电阻随频率变化。

在上面的分析中，假设电路是理想对称的，因而可以抵消一些无用分量，但实际上难以做到这点。例如，两个二极管特性不一致，i1和i2中的ω2电流值将不同，致使ω2及其谐波分量不能完全抵消。变压器不对称也会造成这个结果。很多情况下，不需要有控制信号输出，但由于电路不可能完全平衡，从而形成控制信号的泄漏。一般要求泄漏的控制信号频率分量的电平要比有用的输出信号电平至少低20dB以上。(www.xing528.com)

图5-2-5（a）为平衡电路的另一种形式，称为二极管桥式电路。这种电路应用较多，因为它不需要具有中心抽头的变压器，4个二极管接成桥路，控制电压直接加到二极管上。当u2＞0时，4个二极管同时截止，u1直接加到T2上；当u2＜0时，4个二极管导通，A、B两点短路，无输出。所以

图5-2-5　二极管桥式电路

由于4个二极管接成桥型，若二极管特性完全一致，A、B端无u2的泄漏。图5-2-5（b）是一实际桥式电路，其工作原理同上，只不过桥路输出加至晶体管的基极，经放大及回路滤波后输出所需频率分量，从而完成特定的频谱搬移功能。