5kW电动机功率变换器设计优化方案

SR电动机为表1-4中的样机3，其额定功率为7.5kW、额定转速1000r/min、额定电压280V。考虑到控制策略实现的方便与灵活性，主电路采用图3-1所示的不对称半桥拓扑。主开关器件选用IGBT模块。功率变换器输入直流电压由三相交流电源（相电压为220V）经全波整流电路获得。经类似3.6.1节的计算，选用将主开关器件和续流二极管封装为一体的GA50HS120U IGBT高端开关型IGBT模块、GA50LS120U低端开关型IGBT模块构成一相绕组的不对称半桥主电路，如图3-14所示。GA50HS120U和GA50LS120U定额参数均为50A/1200V。

三相交流电源整流器选用型号为6RI50E-080的三相全波整流模块，其额定参数为50A/800V。功率变换器直流母线滤波、储能电容采用4个450V、2200μF的电解电容C_v串并联构成，如图3-15所示，其中，R_v为均压电阻，是为了防止串联的电解电容C_v因内阻差异大导致不均压而设置的。理论上R_v小，均压效果好，但引起的功耗大；另外，参与串联的电容C_v的电容量越大，均压电阻R_v的取值应越小。本例综合考虑，选取R_v为47kΩ、2W的电阻。

图3-14 高端、低端开关型IGBT模块内部接线方式

a）高端开关型模块 b）低端开关型模块

为了抑制IGBT关断过程的浪涌电压，亦需在其集电极与发射极间并联图3-11所示的RC-VD关断吸收网络或其他吸收电路^[189，191]。

IGBT的输入特性与功率MOSFET相似，输入阻抗均呈容性，均属电压型驱动，但IGBT的输入电容约为功率MOSFET的1/3，使IGBT开通的正向驱动电压+U_GE略高于功率MOSFET，通常推荐为+15V。在IGBT关断时，宜在栅极加负偏压-U_GE，负偏压一般取-5V～-15V。图3-16所示为采用光隔离加晶体管互补输出的IGBT驱动电路。

图3-15 整流环节及滤波电容

图3-16 一种采用光耦合器的IGBT驱动电路

图3-16中，通过光耦合器（4N25或TLP521-2）将主开关器件的控制信号回路与IGBT栅极驱动回路隔离，9013型NPN晶体管和9012型PNP晶体管组成互补输出电路，当控制信号P_c为高电平时，9013导通，9012截止，IGBT因获得正向驱动电压+U_GE≈15V而开通；当P_c为低电平时，9013截止，9012导通，栅极输入电容通过9012放电，IGBT关断。栅极电阻R_G是为防止栅极回路振荡、减小集电极电流上升率设置的，从减小振荡和电流上升率考虑，R_G宜选得大一些，但R_G增大将导致IGBT开关时间延长，降低了开关速度，增加了开关损耗，因此应折中选取。一般R_G在数欧姆至几百欧姆之间，且随被驱动IGBT电流额定值的增大而减小^[191]。本例中，取R_G为18Ω。为防止IGBT因栅极（G）与发射极（E）之间过电压而损坏，在G极与E极间并联了稳压管VD（本例中，其参数为15V、0.5W）。

应该指出，图3-16所示的驱动电路采用的是单电源，未设置负电源，这一方面是为了简化电路，另一方面是因为所设计的SRD对开关频率的要求不太高。若要缩短关断时间，可将9012的集电极接-5V～-15V的负电源，这样在关断驱动时，不仅可加速栅极输入电容放电，且可有效抑制栅极干扰信号，防止IGBT误动作。实际上，大多数IGBT生产厂商为解决IGBT驱动的可靠性问题，均开发了抗干扰能力强、响应速度快、保护功能完善、可实现IGBT最优驱动的专用驱动模块，如EXB系列、M579××系列、TK系列、MPD系列等。

EXB840、EXB841为高速型，最高工作频率为40kHz；EXB850、EXB851为标准型，最高工作频率为10kHz。EXB840和EXB850能驱动150A/600V、75A/1200V的IGBT，EXB841和EXB851能驱动400A/600V、300A/1200V的IGBT。对一般SRD的功率变换器而言，通常工作频率在10kHz以内，故EXB850、EXB851即可满足需要。

图3-17 EXB850、EXB851的功能原理框图

图3-17为EXB850、EXB851的功能原理框图。模块的供电电源为+20V的单电源，通过内部电路产生驱动栅极开通所需的+15V电压和可靠关断栅极所需的-5V电压。⑥脚用于IGBT集电极电压监视，模块内部设有IGBT过电流保护电路，可据驱动信号与集电极电压间的关系检测出过电流，若检测到过电流，则经不到2μs的时间⑤脚输出低电平信号且慢速关断IGBT^[189]。模块的④脚则用于连接外部电容，以防止过电流保护误动作。图3-18所示为EXB850的一种应用电路，其中，R₂是防止IGBT栅极与发射极间过电压的阻尼电阻，电容C₁、C₂并非起电源滤波作用，而是用于吸收因电源接线阻抗引起的供电电压变化。

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图3-18 EXB850的应用电路

如图3-18所示，当控制信号P_c为高电平时，EXB850内部光耦合器因获得4mA的输入电流而导通，③脚输出+15V的栅极驱动电压，IGBT导通；当P_c为低电平时，光耦合器由导通转为截止，③脚电位迅速降为0V，导致③脚电位较①脚低5V，形成-5V栅压，使IGBT可靠关断。在IGBT正常导通时，二极管VD正偏导通，但若此时电路过电流，IGBT因流过大电流而退出电阻区，导致其集电极与发射极间的电压U_CE上升很多，VD反偏截止，通过内部电路使③脚电位逐步下降，从而使IGBT软关断，且⑤脚输出低电平（过电流保护）信号。VD应采用超快速恢复二极管，为了适当降低过电流保护的阈值，可在VD支路反串一个稳压管。在图3-18电路的基础上，可增加过电流保护自锁、报警等功能^[195]，以提高过电流保护的可靠性。

图3-16所示应用于SR电动机四相不对称半桥功率变换器的另一不足是，其需要较多的辅助直流电源。因为四相低端主开关器件的发射极同电位，其驱动电路可共用1路+15V电源；但四相高端主开关器件的发射极电位不同，故驱动电路应采用各自独立的+15V电源，则整个驱动电路需要5路+15V电源，这无疑增大了控制系统的体积、重量和成本。IR公司生产的IR21××系列高压、高速、双通道IGBT和功率MOSFET栅极驱动集成芯片中附加了自举电路，只需一路电源即可驱动高压侧、低压侧两个主开关器件。其中，IR2110在小功率驱动场合应用广泛，但其能承受的最高直流电压为500V，故不能在三相全波整流电压（约为514.8V）下工作。在功率变换器前级为三相全波整流时，可采用耐压为600V的IR2113，除耐压不同，其具有和IR2110相同的结构、功能和封装，图3-19所示为其原理框图，图中的引脚号对应于双列直插式封装（DIP）。

图3-19中，U_SS、COM分别为逻辑电源参考点（逻辑地）、驱动电源参考点（驱动地），逻辑电源电压U_DD=5～20V，驱动电源电压U_CC=10～20V。在实际应用电路中，U_DD和U_CC可共用一个+15V电源，即将⑨脚与③脚相连，（13）脚与②脚相连。逻辑输入端采用施密特触发器，以提高抗干扰能力，逻辑输入信号（HIN、SD、LIN）的电平阈值应与U_DD电源相适应，HIN、LIN分别为控制高、低压侧输出HO、LO的控制信号，为防止逆变器同一相高、低压侧桥臂直通故障，设置了延时环节，保证高、低压侧输出控制信号间存在死区。SD端接封锁高、低压侧输出的保护信号，当SD为低电平时，两路信号正常输出；当SD为高电平时，则封锁两路输出。图3-20所示为高、低压侧输入/输出信号的时序。

图3-19 IR2113栅极驱动集成芯片的原理框图

图3-20 输入/输出信号时序

IR2113芯片的高、低压侧通道均有欠电压检测及保护电路，当驱动电源电压低于8.2V时，则封锁输出，以免因正栅压不足使IGBT退出电阻区而损坏。

图3-21所示为IR2113芯片在全桥逆变器中驱动一个桥臂高、低压侧IGBT的典型接线。图中，C_B为自举电容，当低压侧主开关器件V₂导通时，U_CC通过快恢复二极管VD_B、V₂给C_B充电，以保证V₂关断、V₁要导通时，C_B在U_B和U_S间形成的自举悬浮电源给V₁栅极提供足够高的驱动电压。为了保证C_B在有限时间内充电到期望的自举电压，需根据斩波频率、占空比大小合理选择C_B的容量。通常开关频率高、V₂开通时间短时，C_B应选取较小容值；而驱动大功率IGBT时，若V₁驱动波形峰顶出现下降现象，则应选取较大容量的C_B。VD_B不仅为C_B提供充电回路，且在V₁导通时阻止高电压串入U_CC端损坏芯片，因此其耐压应大于U_DC，此外，当V₁由关断状态切换为导通时，VD_B应迅速关断，故应采用快恢复二极管。

图3-21 IR2113芯片在全桥逆变器中的应用电路

但SR电动机的相绕组是与主开关器件串联的，若不增设自举电容的快速充电通路，自举电容要经相绕组充电，这给快速建立自举电压带来一定的困难（尤其当相绕组电感较大时）。图3-22所示为IR2113芯片驱动不对称半桥功率变换器的电路。

图3-22 IR2113芯片驱动不对称半桥功率变换器的电路（仅给出A相）

图3-22中，IR2113芯片的HIN端接PWM控制信号，LIN端接相绕组的换相逻辑控制信号P_A，SR电动机在非能量回馈式电压PWM控制方式下运行。V₁的栅极依靠自举电容C_B的自举悬浮电压驱动，由数微法的钽电解电容（耐压50V）和0.1μF的瓷片电容（耐压63V）并联组成，其中并联小电容是为了滤除高频尖峰干扰电压，另外为了防止过电压，在C_B两端并接了15V、0.5W的稳压管。图3-22所示电路的优点是仅需一路驱动电源即可驱动m相SR电动机不对称半桥功率变换器的全部IGBT主开关器件，显著降低了控制系统变压器的体积及电源数目，但C_B的充电回路要经过相绕组，为保证在V₁关断期间，C_B能够建立起满足驱动V₁导通所需的足够高的自举电压，对PWM的斩波频率及占空比的提高均有限制，这一局限可通过为C_B增加专门的快速充电通路加以改进。另外，IR2113芯片的两路输出均与功率变换器主开关器件的栅极直耦，故HIN、LIN端应与前置控制信号电隔离^[189]。