单主开关器件的功率变换器设计

SR电动机的转矩方向与相电流方向无关，功率变换器是单极性的，故可构建每相只有一个主开关器件的功率变换器拓扑，以减少器件数量、简化驱动电路、降低成本、提高可靠性。目前，已出现多种每相只有一个主开关器件的功率变换器主电路拓扑方案，分述如下。

3.2.2.1 双绕组功率变换器

如图3-2所示，双绕组功率变换器要求SR电动机每相有一个完全耦合的一次绕组和二次绕组（一般采用双股并绕，匝数比通常为1∶1）。如图3-2a所示，当主开关器件S导通时，Us供给一次绕组电流i₁，二次绕组感应电压极性为①端“+”，②端“-”，若匝数比为1∶1，VD承受的反向电压为2U_s，二极管VD截止；当S关断时，二次绕组感应电压极性为①端“-”，②端“+”，VD正向导通，一次绕组电流i₁换相到二次侧，形成续流电流i₂给电容C_s充电，释放S导通期间一次绕组所储存的部分磁能，若不计一次、二次绕组间的不完全耦合，主开关器件S承受的电压为2U_s。事实上，由于存在漏电感和开关延时，在S关断瞬时会有电压尖脉冲，所以主开关器件的额定电压应为2U_s+ΔU（ΔU为考虑不完全耦合加上的电压裕量）。

图3-2 双绕组功率变换器主电路

a）一相 b）四相

上述分析表明，采用双绕组功率变换器，其主开关器件的电压额定值至少为SR电动机绕组电压额定值的两倍，因此未能用足主开关器件的额定电压；另一个不足之处是绕组利用率低，因为每相的一对双绕组在工作期间的任一瞬时，只有一侧绕组流过电流。但若选用GTR、IGBT或功率MOSFET作主开关器件，因各相主开关器件的发射极或源极是共电位的，故其驱动电路的电源可共用。就功率变换器成本而言，该方案具有优势。在电动机额定电压及外加电源电压U_s较低、2U_s+ΔU不太高的应用场合，如蓄电池供电的电动车中，双绕组结构具有竞争力。

3.2.2.2 采用分裂式直流电源的功率变换器（双极性直流电源功率变换器）

如图3-3a所示，外电源U_s被两个裂相电容C₁、C₂剖为双极性直流电源，两相绕组的一端共同接至双极性直流电源的中点，各相主开关器件和续流二极管依次上下交替排布。当上臂S₁导通时，绕组1从上臂电容C₁吸收电能；S₁关断时，则VD₁导通，绕组1的部分储能回馈下臂电容C₂。而下臂S₂导通时，绕组2则从下臂电容C₂吸收电能，S₂关断时，绕组2的部分储能回馈上臂电容C₁。因此，为了保证双极性直流电源两侧的负载相等以使上、下臂的各相工作电压对称，这种采用分裂式直流电源供电的功率变换器只适用于偶数相的SR电动机。

图3-3 双极性直流电源功率变换器

a）两相 b）四相（主开关器件为IGBT） c）四相（主开关器件为晶闸管）

由图3-3可见，主开关器件和续流二极管的电压定额为U_s+ΔU（ΔU系因换相引起的任一瞬变电压），而加给通电相绕组的电压仅为U_s/2，故未能用足开关器件的额定电压和电源的容量。但若采用晶闸管作主开关器件，由于各相绕组及其对应的主晶闸管被交替接到+U_s/2和-U_s/2，所以除斩波工作方式外，不必再设附加的换相电路（见图3-3c；其中，U_a为辅助电源，以提供所需的反向电压）。Oulton传动装置中曾广泛采用该主电路。

双极性直流电源功率变换器在SR电动机低速运行时，电容器C₁、C₂两端电压U_C1、UC₂会有较大波动，将限制系统整体性能的提高，这是因为：

1）在一相绕组通电期间，C₁、C₂的工作情况不一致。如图3-3b所示，以A相通电为例：V_A导通后，C₁经V_A给A相绕组放电，U_C1下降，而电源U_s经V_A给A相绕组供电的同时，给C₂充电，U_C2上升，可见在A相通电期间，ΔU_c=U_C2-U_C1将增大，V_A关断后，A相绕组储存的磁场能量有一部分经续流二极管VD₁给C₂充电，更加剧了ΔU_c的增大。若B相单独通电，情况刚好相反，这时ΔU_c′=U_C1-U_C2将增大。因此，单四拍运行时U_C1、U_C2将交替出现较大的波动，这在低速运行时尤其严重，因为低速运行时，C₁、C₂充放电时间长。为抑制上述电压波动，低速时应采用双四拍运行方式，保证电路上、下两部分同时有一相绕组通电，这时应将具有电流重叠的相绕组分别接在上部和下部，如图3.3b、c所示，但为此付出的代价是效率降低，因为双四拍运行方式，相电流可能流过∂L/∂θ＜0的区域，电流产生电磁转矩的有效性将降低，而电流在相绕组中的电阻损耗却将增加；而且，两相同时通电，电动机磁路饱和加剧，进一步降低了电流产生电磁转矩的有效性。(www.xing528.com)

2）这种结构只能给相绕组提供两种电压回路，即主开关器件导通时的正电压回路和主开关器件关断时的负电压回路，低速CCC方式下运行时只能采用能量回馈式斩波方式，在斩波期间相电流不是自然续流，而是在外加的-U_s/2电源作用下续流，同时将部分磁能回馈给电源，这不仅增加了斩波次数，降低了斩波续流期间的有功能量输出，而且导致电源电压波动，增加了转矩脉动。

3.2.2.3 电容储能（C-Dump）型功率变换器

这类电路的共同特点是各相的续流电路共用了一只储能电容（C-Dump），相绕组储存的部分磁能先临时储存在储能电容中，然后再通过谐振电路或斩波器回馈给外电源。图3-4所示为电容储能型并用斩波器回收能量的四相SR电动机功率变换器，其中，C₁为储能电容，V₀、VD、L构成降压斩波器。

图3-4 C-Dump型功率变换器（四相）

如图3-4所示，以A相绕组退磁过程为例，当A相主开关器件V_A关断时，A相电流经续流二极管VD_A续流，并给储能电容充电，逐渐升高的电容电压U_C1将加快A相电流衰减（A相退磁电压为-U_C1+U_s，且U_C1＞U_s），直至A相电流为零，这一退磁工作过程便使A相绕组部分磁能转储到电容C₁中。当斩波器开关器件V₀导通时，储能电容C₁开始放电，而当V₀关断后，二极管VD导通，在V₀导通期间由储能电容C₁转移至L中的能量则回馈给电源。显然，通过调节斩波器的占空比，可调节储能电容的电压，控制主开关器件关断后的相电流，从而达到改善相电流波形的目的。例如，若要求励磁电压和退磁电压相等，则应使U_C1≈2U_s。

图3-4所示的拓扑，虽然每相仅用一个主开关器件，但增加了用于能量回收的斩波器。不过，经斩波器处理的功率一般约为电动机功率的20%～30%，故斩波器的容量并不需要很大。

3.2.2.4 Miller功率变换器^[2，48]

Miller功率变换器拓扑如图3-5所示，其各相均只有一个用于换相的主开关器件，但却具备图3-1所示的不对称半桥拓扑的大多数优点，关键在于各相共用了一个与其均呈串联关系的公共主开关器件V_m。类似于不对称半桥主电路，该功率变换器亦有三种工作状态（以A相为例）：其一，V_A、V_m同时导通，A相励磁；其二，V_A保持导通，V_m关断，VD导通，A相电流在V_A、VD构成的“零电压回路”中续流；其三，V_A、V_m均关断，VD、VD₁导通，A相绕组在-U_s作用下强迫快速释放磁能，部分储能回馈给电容C_s。在斩波控制方式下，V_A～V_D可不斩波而仅用作换相控制主开关器件，V_m用作各相电流斩波控制的公共斩波主开关器件。公共斩波主开关器件V_m的引入，固然使主开关器件数由不对称半桥的2m个降低为m+1个（m为SR电动机相数），但亦丧失了不对称半桥各相主电路相互独立、容错能力强的优点，其主要局限在于当V_m导通时，任何相均形成不了快速释放磁能的通路，因此当导通角（θ_off-θ_on）较大，相邻相导通发生重叠时，不能保证关断相绕组磁能回馈正常进行；此外，为了能够顺利换相，避免相电流在电感下降区流动而形成制动转矩，斩波控制方式下，V_m的占空比应限制在较小值，以保证关断的相绕组能够获得足够的退磁负电压。

图3-5 Miller功率变换器（四相）

为方便读者对比、选用各种功率变换器，表3-1归纳了上面分析的各方案的优缺点。

表3-1 每相只用一个主开关器件的主电路拓扑比较^[47]