非隔离级联型光伏并网逆变器的研究

随着电力电子技术的进步，多电平逆变器以其电压变化率（du/dt）小、开关损耗低以及输出波形好（谐波含量低）等诸多优点在大功率变换器领域获得了较好的应用。典型的多电平逆变器拓扑主要包括二极管钳位型和飞跨电容型。然而，随着电平数的增加，二极管钳位型逆变器不仅需要大量的钳位二极管，还需要额外的方法来保证分压电容的均压控制，而且当电平数大于3时其控制策略的复杂性大大增加；飞跨电容型逆变器虽然没有钳位二极管，但也需要大量的飞跨电容，同时也要对电压进行控制。为克服上述两类多电平逆变器的不足，近年来，级联型多电平逆变器得到了快速发展，级联型多电平逆变器的主要优点是在相同的电平数下级联型所需的功率开关器件数量少，且控制策略简单，特别是易于模块化扩展和冗余运行。级联型多电平逆变器的主要不足在于需要多个相互独立的直流电源，实际系统中多采用多个蓄电池或者由多二次绕组的变压器输出整流来实现。

但是在光伏并网系统中，通常采用多个光伏电池板串联来作为直流侧输入，因此可以很方便地采用一定数量电池板的串联来获得独立的直流源。另外，级联型多电平逆变器可以独立控制各单元的功率输出，使得光伏并网系统中电池板工作在不匹配的状态下也可以进行独立的MPPT。例如在建筑一体化系统中，不同的墙面因为受到的辐照度不一样而存在不同的最大功率点，如果采用单个集中型光伏并网逆变器，则定会造成能量的损失。这种情况若采用级联型光伏并网逆变器，则可以将不同墙面的电池板作为独立的直流单元，通过各自独立的MPPT控制以使系统最大限度地向电网输送电能。再者，级联型光伏并网逆变器可以在开关频率较低的情况下获得满意的输出效果，不仅降低了开关损耗，减小了滤波器体积，节约了滤波器成本，同时有效地提高了功率变换系统的效率。可见，在光伏并网系统（尤其是大功率系统）中非常适合采用基于级联多电平的光伏并网逆变器结构。

1.级联多电平光伏并网逆变器拓扑

基于两单元级联的五电平单相光伏并网逆变器的主电路拓扑如图4-51所示。这是一种最基本的级联组合，实际应用中可以采用多个单元的级联，并可以进行组合以构成三相级联型多电平的光伏并网逆变器。

从图4-51可以看出，在级联型光伏并网逆变系统中，无需前级的DC-DC环节，每个光伏模块与各自的直流侧储能电容连接，经H桥逆变并由各自H桥输出电压的串联叠加，以合成支路的输出电压，通过输出电压幅值和相位的控制来控制并网电流，从而实现光伏系统的单位功率因数并网运行。

图4-51 基于两单元级联的五电平单相光伏并网逆变器的主电路拓扑

在图4-51所示的光伏并网系统中，假设PV逆变单元1与PV逆变单元2具有相同功率及运行工作状态，即U_dc1=U_dc2=U_dc。因此，PV逆变单元1的输出电压U_O1波形为基于U_dc、0、-U_dc1的三电平波形，同样PV逆变单元2的输出电压U_O2波形也为基于U_dc、0、-U_dc1的三电平波形。由于级联逆变器的输出电压U_O为两个PV逆变单元电压之和，即U_O=U_O1+U_O2，因此输出电压U_O波形为基于2U_dc、U_dc、0、-U_dc1、-2U_dc的五电平波形。

2.级联多电平光伏并网逆变器的调制

目前级联型多电平逆变器的调制方法主要有以下3类：

（1）阶梯波调制法和特定谐波消除脉宽调制法（SHEPWM）

这两种方法一般通过预先计算开关角度消除谐波，由于其一个周期内只进行一次开关动作，因此在级联数量较少的情况下波形品质较差。

（2）空间矢量调制法

这种方法主要用于五电平以下的三相逆变器，且不利于单元扩展。

（3）SPWM法

SPWM法又分为载波层叠（CD）PWM法和载波相移（CPS）PWM法：载波层叠法就是将三角波载波在空间上层叠，再通过调制波与载波的交点来控制功率管的开关，这种调制方法虽然较为简单，但在光伏并网系统中需要额外的控制策略来满足各单元输出功率的均衡，且难以实现各单元独自的MPPT；载波相移（CPS）PWM法就是通过载波相移获得与级联数相同的载波信号，再通过调制波与各载波的交点来控制相应的功率开关管，采用载波相移法能很好地解决各单元独自的MPPT控制问题，因此这里主要介绍载波相移法。

众所周知：开关频率越高，逆变器输出波形的谐波含量就越小。如果将图4-50所示的H桥中必须互补通断的上、下两个开关管视为一对桥臂（如图4-51中PV单元1的桥臂a），那么当单个功率开关管的开关频率固定时，可以通过改变不同对桥臂开关管的导通角度来获得等效更高的开关频率。当级联单元数为N、单个开关管的开关频率为f时，有两种载波移相调制方法：(www.xing528.com)

1）单极性载波移相调制：如果每个H桥逆变单元均采用单极性调制时，须通过载波移相获得相差为180°/N的N个载波信号，此时，输出电压的等效开关频率即为2fN；

2）双极性载波移相调制：如果每个H桥逆变单元均采用双极性调制时，须通过载波移相获得相差为360°/N的N个载波信号，此时，输出电压的等效开关频率为fN。

图4-52为采用单极性载波移相调制时两单元级联逆变器的调制及输出电压波形，其中通过相差90°的载波移相调制获得了等效的4倍开关频率调制输出。

图4-52 采用单极性载波移相调制时两单元级联逆变器的调制及输出电压波形

a）载波移相及调制波 b）H桥逆变单元的输出电压波形 c）级联逆变器的输出电压波形

3.级联多电平光伏并网逆变器的控制

在级联多电平光伏并网逆变器的控制系统设计时，通常每个H桥逆变单元采用基于MPPT的电压外环和电流内环的双闭环控制策略，如图4-53所示。控制系统主要包括：MPPT运算单元、功率运算单元、直流电压控制环、输出电流控制环等。

图4-53 级联多电平光伏并网逆变器的控制系统

a）MPPT运算与直流电压控制环结构 b）功率运算与输出电流控制环结构

图4-53中，每个H桥逆变单元均有独立的MPPT运算单元，MPPT运算一般采用扰动观测法或其他MPPT算法获得；MPPT运算单元的输出即为电压外环的直流电压参考值，并以此通过电压外环的PI调节来控制相应单元的直流侧电压；电压外环PI控制器的输出即是相应单元直流滤波电容的电流参考值，利用相应PV模块输出电流的检测值减去电容电流参考值即为相应H桥单元的直流侧输入电流参考值；而直流侧输入电流参考值与直流侧电容电压参考值的乘积就是单个H桥逆变单元输出功率的参考值，将各H桥逆变单元输出功率的参考值相加并经过计算即可得出电流内环的H桥输出电流的控制参考值，内环电流参考值与H桥输出电流检测值的差值经过PI调节以及电网电压的前馈控制后即为输出电压的调制波信号；各调制波信号通过载波移相调制以控制各H桥逆变单元的输出电压。

由于级联逆变器中每个H桥逆变单元的输出电流都相同，因而各H桥逆变单元的输出电压的比值就是各单元输出功率的比值，根据上述控制运算获得的各H桥逆变单元输出功率的参考值，便可以得出各H桥逆变单元输出电压的参考值。

在单相H桥并网逆变系统中，当输出单位功率因数的电流时，其直流侧电容电压会出现频率为两倍电网频率的二次纹波（例如当电网为50Hz时，电容电压的纹波为100Hz）。虽然增大直流侧电容可以降低纹波电压，但由于PI调节器的放大作用，即使较小的纹波电压也会影响输出电压波形的品质，甚至导致控制系统不稳定，因此必须在直流电压的检测通道中将二次纹波滤除。一般可以采用增加陷波器等滤波环节或者设计数字滤波器来消除二次纹波。实际上由于二次纹波的频率固定不变（例如为100Hz），比较简单的方法就是将采样波形延迟二次纹波对应周期的一半后与原信号相加再除以2，这样也可以有效地滤除二次纹波，这种采用波形延迟叠加以滤除二次纹波的简易方法如图4-54所示。

图4-54 采用波形延迟叠加以滤除二次纹波的简易方法示意